Реферат: Усилитель многоканальной системы передачи

--PAGE_BREAK--Эскизный расчет. 2.1    Структурная схема усилителя с одноканальной обратной связью.


Коэффициент усиления усилителя с глубокой одноканальной обратной связью (рис. 2.1) определяется параметрами пассивных цепей.

<img width=«163» height=«45» src=«ref-1_462391583-483.coolpic» v:shapes="_x0000_i1025">.  (2.1)

<img width=«671» height=«361» src=«ref-1_462392066-12466.coolpic» v:shapes="_x0000_s1091 _x0000_s1029 _x0000_s1089 _x0000_s1026 _x0000_s1036 _x0000_s1027 _x0000_s1028 _x0000_s1030 _x0000_s1031 _x0000_s1032 _x0000_s1033 _x0000_s1034 _x0000_s1035 _x0000_s1037 _x0000_s1038 _x0000_s1039 _x0000_s1040 _x0000_s1041 _x0000_s1042 _x0000_s1043 _x0000_s1046 _x0000_s1044 _x0000_s1045 _x0000_s1047 _x0000_s1048 _x0000_s1049 _x0000_s1053 _x0000_s1051 _x0000_s1052 _x0000_s1054 _x0000_s1055 _x0000_s1056 _x0000_s1061 _x0000_s1062 _x0000_s1063 _x0000_s1064 _x0000_s1065 _x0000_s1066 _x0000_s1067 _x0000_s1068 _x0000_s1069 _x0000_s1070 _x0000_s1071 _x0000_s1072 _x0000_s1073 _x0000_s1074 _x0000_s1075 _x0000_s1076 _x0000_s1077 _x0000_s1078 _x0000_s1079 _x0000_s1080 _x0000_s1081 _x0000_s1082 _x0000_s1083 _x0000_s1084 _x0000_s1085 _x0000_s1086 _x0000_s1059 _x0000_s1057 _x0000_s1058 _x0000_s1060 _x0000_s1087 _x0000_s1088 _x0000_s1090">



Структурная схема усилителя без цепи ОС (цепь усиления) показана на рис 2.2

 Цепь усиления должна коэффициент усиления, достаточный для получения заданного значения КFи необходимо значения глубины ОС F. Цепь усиления содержит 2 – 4 каскада и функционально разделяется на выходной каскад и предварительные каскады усиления.

<img width=«592» height=«254» src=«ref-1_462404532-12886.coolpic» v:shapes="_x0000_s1269 _x0000_s1180 _x0000_s1118 _x0000_s1101 _x0000_s1103 _x0000_s1104 _x0000_s1105 _x0000_s1107 _x0000_s1108 _x0000_s1109 _x0000_s1110 _x0000_s1111 _x0000_s1112 _x0000_s1113 _x0000_s1114 _x0000_s1115 _x0000_s1116 _x0000_s1119 _x0000_s1120 _x0000_s1121 _x0000_s1122 _x0000_s1123 _x0000_s1124 _x0000_s1125 _x0000_s1126 _x0000_s1127 _x0000_s1128 _x0000_s1129 _x0000_s1130 _x0000_s1131 _x0000_s1132 _x0000_s1133 _x0000_s1134 _x0000_s1135 _x0000_s1136 _x0000_s1137 _x0000_s1147 _x0000_s1148 _x0000_s1140 _x0000_s1138 _x0000_s1139 _x0000_s1141 _x0000_s1142 _x0000_s1143 _x0000_s1144 _x0000_s1145 _x0000_s1146 _x0000_s1149 _x0000_s1150 _x0000_s1151 _x0000_s1152 _x0000_s1153 _x0000_s1154 _x0000_s1155 _x0000_s1156 _x0000_s1157 _x0000_s1158 _x0000_s1159 _x0000_s1160 _x0000_s1161 _x0000_s1162 _x0000_s1163 _x0000_s1164 _x0000_s1165 _x0000_s1166 _x0000_s1167 _x0000_s1168 _x0000_s1169 _x0000_s1170 _x0000_s1171 _x0000_s1172 _x0000_s1173 _x0000_s1174 _x0000_s1175 _x0000_s1176 _x0000_s1177 _x0000_s1178 _x0000_s1179 _x0000_s1267 _x0000_s1268">Цепь ОС представляет собой пассивный 4-х полюсник с вносимым коэффициентом передачи В0. Нагрузкой цепи ОС является сопротивление входного шестиполюсника на зажимах 6-6 R`г. (рис. 2.1), а эквивалентным генератором с внутренним сопротивлением R``г – выходной шестиполюсник. (на зажимах 5-5).

--PAGE_BREAK--2.3    Расчет необходимого значения глубины обратной связи.


Основное назначение ОС заключается в уменьшении нелинейных искажений и повышении стабильности коэффициента усилителя. Требования по линейности оказываются, как правило, более жесткими и определяют необходимое значение глубины ОС.
<img width=«211» height=«50» src=«ref-1_462428488-544.coolpic» v:shapes="_x0000_i1030"> (2.16).
где kГF= 0,04 — коэффициент гармоник усилителя с ОС, приведенный в задании параметров.

kГ = коэффициент гармоник усилителя без ОС, который следует принять равным ориентировочно (2…3)%.

Нелинейные искажения усилителя определяются выходным каскадом, к входу которого приложено наибольшее напряжение сигнала.


--PAGE_BREAK--3.  Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току.

3.1    Варианты схем включения каскадов.


Каскады между собой могут быть включены различными способами. Первый из этих способов – это гальваническая связь между каскадами, такой способ имеет ряд достоинств и недостатков. Достоинства заключаются в следующих факторах: экономия тока питания, улучшенная АЧХ, особенно в области нижних частот, и малые габариты, но такому методу включения каскадов присущ один недостаток – напряжения источника питания может не хватить. Выход из такой ситуации может быть следующим – использование разделительных конденсаторов, это в свою очередь приводит к ухудшению АЧХ в области низких частот, соответственно габариты схемы тоже вырастут, не только из-за разделительных конденсаторов, но из-за базового делителя напряжений.

В нашем случае, при трех каскадах усиления и источнике питания Е0= -24 В, целесообразно использовать гальваническую связь между каскадами, т.к. источник питания достаточно.

В этой схеме делителем напряжения для последующего каскада служит предыдущий каскад. Все изменения режима предыдущего транзистора вызывают изменения в режимах последующих транзисторов. Поэтому в схеме рис. 3.1 особенна важна стабилизация первого транзистора. Для подачи напряжения на базу первого транзистора использован резистор Rб2.
<img width=«531» height=«347» src=«ref-1_462432047-9563.coolpic» v:shapes="_x0000_s1991 _x0000_s1275 _x0000_s1276 _x0000_s1277 _x0000_s1278 _x0000_s1279 _x0000_s1280 _x0000_s1281 _x0000_s1282 _x0000_s1283 _x0000_s1284 _x0000_s1285 _x0000_s1286 _x0000_s1287 _x0000_s1305 _x0000_s1309 _x0000_s1296 _x0000_s1297 _x0000_s1298 _x0000_s1310 _x0000_s1311 _x0000_s1312 _x0000_s1359 _x0000_s1300 _x0000_s1301 _x0000_s1302 _x0000_s1303 _x0000_s1304 _x0000_s1325 _x0000_s1331 _x0000_s1332 _x0000_s1360 _x0000_s1334 _x0000_s1335 _x0000_s1336 _x0000_s1337 _x0000_s1338 _x0000_s1344 _x0000_s1346 _x0000_s1347 _x0000_s1348 _x0000_s1349 _x0000_s1350 _x0000_s1351 _x0000_s1352 _x0000_s1353 _x0000_s1354 _x0000_s1291 _x0000_s1292 _x0000_s1293 _x0000_s1294 _x0000_s1295 _x0000_s1371 _x0000_s1372 _x0000_s1373 _x0000_s1374 _x0000_s1375 _x0000_s1376 _x0000_s1377 _x0000_s1378 _x0000_s1383 _x0000_s1384 _x0000_s1385 _x0000_s1386 _x0000_s1387 _x0000_s1389 _x0000_s1390 _x0000_s1393 _x0000_s1394 _x0000_s1397 _x0000_s1398 _x0000_s1399 _x0000_s1401 _x0000_s1402 _x0000_s1403 _x0000_s1404 _x0000_s1406 _x0000_s1407 _x0000_s1411 _x0000_s1413 _x0000_s1415 _x0000_s1416 _x0000_s1417 _x0000_s1971 _x0000_s1972 _x0000_s1973 _x0000_s1980 _x0000_s1977 _x0000_s1978 _x0000_s1979 _x0000_s1981 _x0000_s1361 _x0000_s1362 _x0000_s1363 _x0000_s1983 _x0000_s1984 _x0000_s1986 _x0000_s1987 _x0000_s1988 _x0000_s1989 _x0000_s1990">



--PAGE_BREAK--


Номинальные значения сопротивлений резисторов и сопротивлений конденсаторов, выпускаемых в РФ и за рубежом, стандартизированы в соответствии с МЭК и СЭВ.

Они выбираются из определенных рядов чисел. В РФ из установленных согласно стандарту СЭВ 1076-78 и ГОСТ 10318-74 чаще всего используются  ряды Е 6, Е 12, Е 24. Цифры после буквы Е указывают число номинальных значений в каждом десятичном интервале. Приведенные в рядах числа могут  быть продолжены путем умножения или деления этих чисел на 10n, где n – целое число. 
Таблица №П.3.2.


Максимальная мощность, которая может выделится на резисторе, выбирается исходя из условий технического задания и мощности сигнала в коллекторной цепи выходного транзистора, так как мощность выделяемая и рассеваемая в виде тепловой энергии на транзисторе никак не может быть больше мощности сигнала в коллекторной цепи. Целесообразно выбрать максимально возможную мощность, выделяемую на резисторе, как можно меньше, потому как, чем больше она, тем больше габариты.   



--PAGE_BREAK--5.  Расчет  пассивных узлов структурной схемы усилителя.
5.1   Выбор и расчет входной и выходной цепей.


Одним из важных требований, предъявляемых к усилителю в рабочем диапазоне частот, является согласование усилителя с источником сигнала и (или) внешней нагрузкой, обеспечение стабильности заданных величин входного RвхFи выходного RвыхFсопротивлений усилителя. Выполнение этого требования в значительной степени определяется величиной, реализуемой в усилителе общей ОС.

Последовательная отрицательная ОС увеличивает входное сопротивление, а параллельная уменьшает его. Тогда при глубокой ОС входное сопротивление окажется слишком большим или малым и, к тому же, зависящим от К.

При  глубокой ОС входное и выходное сопротивления определяются только пассивными входной и выходной цепями и не зависят от параметров цепи усиления. Это свойство глубокой комбинированной ОС используются при  построении усилителя для получения заданного входного и выходного сопротивлений.

На выбор структурной схемы влияют следующие факторы: структура цепи, в которой создается фазовый сдвиг (четное или нечетное число каскадов с общим эмиттером в цепи усиления); величина К
F; необходимое значение F; простота и технологичность схемы усилителя.

Первый из указанных четырех факторов требует пояснения. Для обеспечения отрицательной обратной связи в петле ОС создается начальный фазовый сдвиг, равный 1800. Поворот фазы на 1800можно делать в любой из цепей, входящих в петлю ОС. В цепи усиления начальный фазовый сдвиг создается за счет   нечетного числа каскадов с общим эмиттером.

При повороте фазы по входной или выходной цепи следует обратить внимание на то, что цепи параллельной и последовательной ОС здесь разделены. Это приводит к необходимости согласовано изменять фазу сигнала для обоих видов ОС. Для параллельной ОС начальный фазовый сдвиг создается за счет встречного  включения сопротивления в цепь ОС, а для последовательной ОС – за счет включения балансного сопротивления в эмиттерную цепь выходного транзистора. Такие схемы получили название схем с эмиттерной комбинированной ОС. Схемы с повтором фазы в цепи ОС в настоящие время не применяются.

<img width=«644» height=«290» src=«ref-1_462465309-12406.coolpic» v:shapes="_x0000_s2659 _x0000_s1769 _x0000_s1705 _x0000_s1735 _x0000_s1653 _x0000_s1654 _x0000_s1655 _x0000_s1656 _x0000_s1657 _x0000_s1658 _x0000_s1673 _x0000_s1674 _x0000_s1675 _x0000_s1687 _x0000_s1676 _x0000_s1664 _x0000_s1665 _x0000_s1666 _x0000_s1667 _x0000_s1668 _x0000_s1669 _x0000_s1677 _x0000_s1678 _x0000_s1679 _x0000_s1688 _x0000_s1689 _x0000_s1690 _x0000_s1691 _x0000_s1692 _x0000_s1693 _x0000_s1694 _x0000_s1695 _x0000_s1696 _x0000_s1697 _x0000_s1698 _x0000_s1706 _x0000_s1707 _x0000_s1708 _x0000_s1710 _x0000_s1711 _x0000_s1712 _x0000_s1713 _x0000_s1714 _x0000_s1715 _x0000_s1716 _x0000_s1717 _x0000_s1718 _x0000_s1749 _x0000_s1720 _x0000_s1722 _x0000_s1723 _x0000_s1724 _x0000_s1680 _x0000_s1681 _x0000_s1682 _x0000_s1683 _x0000_s1684 _x0000_s1685 _x0000_s1736 _x0000_s1737 _x0000_s1738 _x0000_s1739 _x0000_s1740 _x0000_s1741 _x0000_s1743 _x0000_s1756 _x0000_s1757 _x0000_s1758 _x0000_s1759 _x0000_s1760 _x0000_s1761 _x0000_s1762 _x0000_s1763 _x0000_s1765 _x0000_s1772 _x0000_s1726 _x0000_s1659 _x0000_s1660 _x0000_s1661 _x0000_s1662 _x0000_s1663 _x0000_s1729 _x0000_s1699 _x0000_s1700 _x0000_s1701 _x0000_s1702 _x0000_s1703 _x0000_s1704 _x0000_s1764 _x0000_s1994 _x0000_s1995 _x0000_s1996 _x0000_s1997 _x0000_s2001 _x0000_s2002 _x0000_s2003 _x0000_s1998 _x0000_s1999 _x0000_s2000 _x0000_s2004 _x0000_s1766 _x0000_s1767 _x0000_s1768 _x0000_s2643 _x0000_s2646 _x0000_s2647 _x0000_s2648 _x0000_s1747 _x0000_s1748 _x0000_s2650 _x0000_s2651 _x0000_s2652 _x0000_s2653 _x0000_s2654 _x0000_s2655 _x0000_s2656 _x0000_s2657 _x0000_s2658">



В схеме (рис.5.1) параллельная обратная связь создается за счет дополнительных обмоток m`, m`` входного и выходного трансформаторов. Последовательная ОС на входе создается с помощью R`б, а на выходе - за счет R``б. Поворота фазы в входной и выходной цепях не создается, начальный фазовый сдвиг обеспечивается в цепи усиления при нечетном числе каскадов с общим эмиттером. Отношение коэффициентов трансформации между обмоткой Ос и основной обмоткой m`/n` — m``/n`` рекомендуется выбирать равными – 0,1…0,5.

Формулы для расчета параметров приведены ниже. Значения R,,ги R,гиспользуются для расчета элементов цепи ОС.

Для удобства расчета таких комбинированных схем параметры входных и выходных цепей в табл. № п.5.1 приведены отдельно в виде отношений k1/B1и k2/B2.


Таблица № П.5.1


Параметры выбранных цепей должны удовлетворять следующему неравенству, гарантирующему реализуемость элементов цепи:
В0= (К1/В1)·( К2/В2)/КF£0.5; (5.4).
Сопротивления R``б и R``Г определяются по формулам для R`б и R`Г, в которых все величины отмечаются двумя штрихами, а RвхF заменяются на RвыхF.
Рассчитаем элементы с одним штрихом:
 m` = 0,5·n` = 0,5·0,91= 0,456; R`б= 0,91·0,456·150 = 62,5Ом;

R`Г= 0,456(0,91— 0,456)·150 = 31,25Ом; К1/В1 = 0,91 — 0,456 = 0,46;

К2/В2 = (31,25 + 150)/(2·0,5·31,25) = 5,8;…

Эти и значения параметров с двумя штрихами для удобства приведем в виде таблице:
Таблица № п.5.1.1

Элемент

R`
б

R`
Г


m`

k1/B1

k2/B2


Проверка условия 4.5

Формула для одного штриха

62,5

31,25

0,46

0,46

5,8

B0= 0,044122
Þ

B0> 0
,5


Формула для двух штрихов

187,5

150

0,5


--PAGE_BREAK--5.2. Расчет элементов цепи обратной связи.


При выбранных входных и выходных цепях коэффициент усиления усилителя КFопределяется величиной вносимого затухания цепи ОСa0= 1/В. Для расчета элементов цепи ОС достаточно знать В0, R`Г, R``Г и выбрать схему четырехполюсника этой цепи. В рабочем диапазоне Цепь ОС должна иметь постоянный коэффициент передачи с малой величиной неравномерности частотной характеристики. Поэтому для построение цепи ОС используется резисторы.

Рассчитаем затухание а0= 1/0,0441 = 22,66438169, и зная R`Г = 31,25 Ом; R``Г = 150 Ом; выбираем цепь обратной связи, при следующих условиях: а0> 10, R`Гсоизмерим с  R``Г.
<img width=«293» height=«189» src=«ref-1_462477715-1480.coolpic» v:shapes="_x0000_s2012 _x0000_s1780 _x0000_s2006 _x0000_s1781 _x0000_s1777 _x0000_s1778 _x0000_s1779 _x0000_s1774 _x0000_s1775 _x0000_s1776 _x0000_s1782 _x0000_s1784 _x0000_s2007 _x0000_s2008 _x0000_s2009 _x0000_s2010 _x0000_s2011">



Произвольно разделимна две части для упрощения схемы и элементов продольных и поперечных ветвей. а0= 22,66 = 5,7·4; Þа1 = 5,7; а2 = 4;
Рассчитаем элементы R1, R2.
R1 = R3 = R`Г·R``Г[(a1 – 1)·(R`Г+ R``Г)] = 31,25·150/((5,7-1)(150+31,25))= 11,0851 Ом.

<img width=«619» height=«63» src=«ref-1_462479195-1374.coolpic» v:shapes="_x0000_i1048">; Ом.
Зная номинальные значения резисторов в цепи ОС, необходимо придать значения по ГОСТу, для этого приведем таблицу (процесс выбора резисторов и конденсаторов по ГОСТу описан выше в п.3.2):
Таблица №П.5.2.


Кроме резисторов в цепи ОС приходится устанавливать дополнительные конденсаторы. Разделительные конденсаторы (Ср) необходимые для разделения цепей постоянного входа и выхода усилителя между собой и общим проводом. Конденсаторы (Са) позволяют сделать обход цепи ОС на частотах значительно, превосходящих верхнюю частоту рабочего диапазона fв-их называют конденсаторами высокочастотного обхода. Эти конденсаторы уменьшают фазу передачи по петле ОС и способствуют обеспечению глубокой ОС. Покажем полную схему четырехполюсника цепи ОС с разделительными и блокировочными конденсаторами.

 Таким образом изобразим окончательный вид схемы отрицательной обратно связи

<img width=«293» height=«295» src=«ref-1_462480569-2489.coolpic» v:shapes="_x0000_s2057 _x0000_s2014 _x0000_s2042 _x0000_s2016 _x0000_s2017 _x0000_s2018 _x0000_s2019 _x0000_s2020 _x0000_s2021 _x0000_s2022 _x0000_s2023 _x0000_s2024 _x0000_s2026 _x0000_s2027 _x0000_s2028 _x0000_s2029 _x0000_s2030 _x0000_s2031 _x0000_s2032 _x0000_s2033 _x0000_s2034 _x0000_s2035 _x0000_s2036 _x0000_s2037 _x0000_s2038 _x0000_s2039 _x0000_s2040 _x0000_s2041 _x0000_s2043 _x0000_s2044 _x0000_s2045 _x0000_s2046 _x0000_s2047 _x0000_s2048 _x0000_s2049 _x0000_s2050 _x0000_s2051 _x0000_s2052 _x0000_s2053 _x0000_s2054 _x0000_s2055 _x0000_s2056">


--PAGE_BREAK--6.  Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС. 6.1.  Характеристики передачи по петле обратной связи.


Максимально допустимое значение глубины ОС Аmax(дБ) = 20lgFmax ограниченная условиями устойчивости. В соответствии с критерием Найквиста при проектировании усилителей пользуются достаточным условием, которое заключается в ограничении фазы передачи по петле ОС: argT(f) должен иметь меньше 1800на тех частотах, где T ³I.

Чтобы гарантировать устойчивость усилителя с учетом технологических разбросов параметров радиоэлементов, введены запасы устойчивости по модулю х дБ и по фазе j возвратного отношения. Условие устойчивости при этом определяется системой двух неравенств:

Если 20lgT + x > 0 дБ, то |argT + j| £1800.

Наибольшая глубина ОС достигается при формировании ЛАХ(f) и соответственно ФЧХ argT(f) по Боде.

В рабочем диапазоне частот, где ЛАХ = const, допустимый фазовый сдвиг определяется относительным запасом по фазе у = j/1800, который должен соблюдаться до той частоты, начиная с которой будет обеспечен запас устойчивости по Модулю. Поэтому на f > fв ФЧХ должна представлять собой линию постоянной фазы на уровне<img width=«472» height=«400» src=«ref-1_462483058-53402.coolpic» v:shapes="_x0000_s1948 _x0000_s1946 _x0000_s1947"> argT(f)=-1800(1 — y) =

= const. Для минимально-фазовых цепей величина допустимого фазового сдвига однозначно определяет оптимальный наклон ЛАХ Т(f) идеального среза по Боде на f > fв, который составит в пределе –12(1 — у) 6 дБ/окт. Причем, линия постоянного наклона, продолжена в рабочий диапазон частот, достигает уровня АМАХ на частоте fв/2.

Начастотах  f > fc положение ЛАХ Т(f) определяется асимптотами частотных характеристик каскадов усиления. Поэтому этот участок носит название асимптоты ЛАХ Т(f).

В диапазоне частот fa…fc 20lgT(f) = -x дБ, что соответствует запасу устойчивости по модулю. Этот участок характеристики Боде называется ступенькой. Ступенька формируется для того, чтобы в диапазоне частот f £fd скомпенсировать дополнительный суммарный фазовый сдвиг, который слагается из фазового сдвига асимптоты, неминимально-фазового сдвига транзисторов и сдвига фазы из-за конечного времени распространения сигнала в петле ОС. Аналитический расчет перечисленных составляющих сложен и значительно увеличит объем курсового проекта. Поэтому предлагается длину ступеньки выбрать ориентировочно порядка 1,5…3 октав [fc/fd»3…8].

Дальнейшие нарастание фазового сдвига arg T(f) на асимптотических частотах (в соответствии с наклоном ЛАХ на f > fc – N6 дБ/окт) до предельной величины -N·900 не нарушает устойчивости, так как на частотах f > fd уже обеспечен запас устойчивости

6.2.  Факторы, влияющие на максимально допустимую глубину ОС.


Допустимая из условий устойчивости глубина ОС зависти от запасов устойчивости, наклона асимптоты и ее удаленности от верхней частоты рабочего диапазона, т.е. частоты fTср, а так же от потерь в пассивной части на асимптотических частотах.

Запасы устойчивости. Увеличение запасов устойчивости приводит к снижению значения глубины ОС.

 Запас устойчивости по фазе влияет на наклон характеристики идеального среза и ширину ступеньки с увеличением У наклон характеристики и частота fd становится меньше.

Для усилителей многоканальной связи считаются достаточными следующие запасы устойчивости:

По фазе j = 300– 450(У = 1/6…1/4);

По модулю возвратного отношения х = 6…10дБ.

Наклон асимптоты. – определяется числом каскадов, так как при проектировании усилителей с глубокой близкой к максимально возможной ОС, принимают специальные меры, чтобы элементы пассивной части не создавали дополнительного наклона ЛАХ T(f).

Частота единичного усиления fT cp. Это частота на которой коэффициент передачи активной цепи становится равным 1(0 дБ). Величина fT cp зависит от выбранных транзисторов. При увеличении fT cp область асимптоты и ступеньки ЛАХ Т(f) сдвигаются в сторону более высоких частот, а допустимая глубина ОС увеличивается.

Потери в пассивной части на асимптотических частотах. Частота fT cp является частотой единичного усиления передачи по петле ОС только в том случае, если на этой частоте передача через пассивные петли ВТ=В2·В0·В1 =  I. В реальных условиях пассивные цепи вносят затухание и асимптота ЛАХ Т(f) на частоте fT cp         происходит ниже на величину АТ(дБ) = -20lgВт (рис. 6.1).

Чтобы увеличить допустимую глубину ОС, необходимо максимизировать передачу сигнала по петле ОС на асимптотических  частотах за счет снижения потерь в пассивной части петли ОС АТ. При уменьшении АТ (рис. 6.1) асимптота и область ступеньки ЛАХ Т(f) оптимального среза сдвинется в сторону более высоких частот, а Аmax увеличится. Для уменьшения асимптотических потерь параллельно цепям пассивной части включают конденсаторы высокочастотного обхода Са, как показано на ри. 6.2 для схемы усилителя с комбинированной ОС, рассмотренных в п. 5.1.
<img width=«593» height=«342» src=«ref-1_462536460-7525.coolpic» v:shapes="_x0000_s2564 _x0000_s2565 _x0000_s2566 _x0000_s2567 _x0000_s2568 _x0000_s2569 _x0000_s2570 _x0000_s2571 _x0000_s2572 _x0000_s2573 _x0000_s2574 _x0000_s2575 _x0000_s2576 _x0000_s2577 _x0000_s2578 _x0000_s2579 _x0000_s2580 _x0000_s2581 _x0000_s2582 _x0000_s2583 _x0000_s2584 _x0000_s2585 _x0000_s2586 _x0000_s2587 _x0000_s2588 _x0000_s2589 _x0000_s2590 _x0000_s2591 _x0000_s2592 _x0000_s2593 _x0000_s2594 _x0000_s2595 _x0000_s2596 _x0000_s2597 _x0000_s2598 _x0000_s2599 _x0000_s2600 _x0000_s2601 _x0000_s2602 _x0000_s2603 _x0000_s2604 _x0000_s2605 _x0000_s2606 _x0000_s2607 _x0000_s2608 _x0000_s2609 _x0000_s2610 _x0000_s2611 _x0000_s2612 _x0000_s2613 _x0000_s2614 _x0000_s2615 _x0000_s2616 _x0000_s2617 _x0000_s2618 _x0000_s2619 _x0000_s2620 _x0000_s2621 _x0000_s2622 _x0000_s2623 _x0000_s2624 _x0000_s2625 _x0000_s2626 _x0000_s2627 _x0000_s2628 _x0000_s2629 _x0000_s2630 _x0000_s2631 _x0000_s2632 _x0000_s2633 _x0000_s2634 _x0000_s2635 _x0000_s2636 _x0000_s2637 _x0000_s2638 _x0000_s2639">



Емкость этих конденсаторов выбирается таким образом, чтобы если они не оказывали заметного влияния в рабочем диапазоне частот. Для этого сопротивление на верхней частоте рабочего диапазона усилителя должно быть еще значительно больше, чем R цепи, параллельной которой включен конденсатор, т.е.

Са = (0,1…0,2)/(2pfВR); (6.1).

Емкости  конденсаторов, включенных параллельно обмоткам входного или выходного трансформаторов, следует рассчитывать относительно RГ1 опт или RHNсоответственно, величины которых определяются на этапе эскизного расчета, а Са3 – относительно соответствующего сопротивления цепи ОС.

На асимптотических частотах пассивная часть петли ОС будет представлять емкостной делитель с постоянным коэффициентом передачи. Тогда вносимое затухание цепи ОС на этих частотах АТ определяется следующим уравнением:

АТ = 20lg(1+С1/Са ЭК); (6.2).

Где С1 = СRN+ CM, причем СМ = 1…10 пФ – емкость монтажа в выходной цепи транзистора.

Са  = (1/Са1 + 1/ Са3 +1/Сб`э)-1; (6.3).

Влиянием Са2 на АТ при расчете можно пренебречь, на практике АТ уточняется экспериментально.

Произведем вычисления для первого каскада:

 Зададимся См» 2,5 пФ; RН2 = 937,5Ом; RГ1 опт = 125 Ом; fв = 280000 Гц; RОС = 34 Ом; Ск2 =  25 пФ;
Таблица № п.6.2.

Величина

Са1, Ф


Са2, Ф


Са3, Ф


С1, Ф

Ca кэ, Ф


Aт, дБ


Значение

0,1/(2
·
0,28
·
p
·
125) = =4,55E-10

1,67E-09

6,06E-11

3,50E-11

4,81E-11

4,75
    продолжение
--PAGE_BREAK--