Реферат: Расчет приемника наземной обзорной РЛС

--PAGE_BREAK--и = 2 D / c,
где c — скорость распространения радиоволн.

<img width=«232» height=«46» src=«ref-1_1446954246-780.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241925»>
что не совсем согласуется с исходными цифрами задания. В нем длительность импульсов задана на уровне <img width=«106» height=«37» src=«ref-1_1446955026-401.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241926»>с.

Длина волны на частоте сигнала (в м):
<img width=«178» height=«53» src=«ref-1_1446955427-646.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241927»>
Раскрыв антенны в горизонтальной плоскости (dа = (10… 30) ):
<img width=«156» height=«28» src=«ref-1_1446956073-476.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241928»>
Ширина диаграммы направленности антенны:
<img width=«182» height=«53» src=«ref-1_1446956549-668.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241929»>
Так как сектор углового обзора не задан, примем его круговым:

<img width=«98» height=«28» src=«ref-1_1446957217-462.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241930»>

Время облучения цели в секундах (длительность пачки импульсов):
<img width=«213» height=«60» src=«ref-1_1446957679-936.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241931»>
Количество импульсов, отраженных от цели:
<img width=«198» height=«28» src=«ref-1_1446958615-619.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241932»>

Для однозначности измерения дальности до объектов период повторения импульсов должен удовлетворять следующему условию:

Тп = 2.5 Dмакс / C.

<img width=«320» height=«53» src=«ref-1_1446959234-981.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241933»>
— условие выполняется.

Эффективная площадь антенны связана с КНД антенны:
Sa = 2 Ga / (4 ).

Длина волны на частоте сигнала (в м):
<img width=«227» height=«46» src=«ref-1_1446960215-728.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241934»>
Эффективная площадь антенны (в км2):
<img width=«249» height=«62» src=«ref-1_1446960943-921.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241935»>
КПД приемо-передающего тракта определяется потерями в высокочастотных цепях; обычно =(0,5...0.9). Принимаем:

<img width=«64» height=«21» src=«ref-1_1446961864-251.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241936»>

Для приемников РЛС можно взять q = (1 … 3) ([1] c. 94).

<img width=«49» height=«21» src=«ref-1_1446962115-231.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241937»>

Коэффициент прм = 1 может быть представлен произведением:

 прм = 1 2, где:

1 характеризует потери на неоптимальную обработку одиночного импульса;

2 учитывает потери на неоптимальную обработку при накоплении импульсов пачки.

Чем ближе процесс обработки сигнала в приемном тракте к оптимальному, тем прм ближе к единице. Если приемник построен так, что выделение одиночных импульсов пачки осуществляется за счет согласования полосы приемника с полосой принимаемого сигнала, то 1 = 1.2. При этом Пс = 1.3 / и. Если в качестве накопителя импульсов пачки используется интегрирующее устройство или свойство послесвечения экрана электронно-лучевой трубки индикатора, то <img width=«90» height=«29» src=«ref-1_1446962346-342.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241938»> .

Берем:

<img width=«72» height=«28» src=«ref-1_1446962688-272.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241939»>

<img width=«82» height=«29» src=«ref-1_1446962960-324.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241940»>

<img width=«204» height=«28» src=«ref-1_1446963284-624.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241941»>

Тогда:

Для определения коэффициента километрового затухания радиоволн в атмосфере в зависимости от длины волны, на которой работает РЛС, следует воспользоваться графиком, показанным ниже.График учитывает влияние различных метеоусловий на прохождение радиоволн.
<img width=«333» height=«236» src=«ref-1_1446963908-24511.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241942»>

Рисунок 1. Влияние различных метеоусловий на прохождение радиоволн.

Сплошные кривые на рисунке отображают поглощение в дожде:

1 — мелкий дождь с осадками 0.25 мм/ч;

2 — слабый дождь (1 мм/ч);

3 — средний дождь (4 мм/ч);

4 — сильный дождь (16 мм/ч);

5 — очень сильный дождь (100 мм/ч).

Пунктирные линии определяют поглощение в тумане и облаках:

6 — при плотности конденсированной воды 0.032 г/м3 и видимости ок. 600 м;

7 — при плотности конденсированной воды 0.32 г/м3 и видимости ок. 120 м;

8 — при плотности конденсированной воды 2.3 г/м3 и видимости ок. 30 м.

В наихудшем случае километровое затухание в дБ:

<img width=«137» height=«28» src=«ref-1_1446988419-448.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241943»>

То же в линейных единицах:
<img width=«246» height=«65» src=«ref-1_1446988867-848.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241944»>
Теперь можно найти коэффициент шума радиолокационного приемника, удовлетворяющий заданным условиям:
<img width=«513» height=«69» src=«ref-1_1446989715-2122.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241945»>
Рассчитанный коэффициент шума должен быть обеспечен за счет рационального выбора структуры первых каскадов приемника. При этом учитывают их ориентировочные показатели, указанные в таблице 2 ([1] c. 16)

Таблица 2

<img width=«462» height=«233» src=«ref-1_1446991837-34967.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241946»>



В таблице 2 обозначены:

Nмин — минимальный коэффициент шума цепи;

Kp — коэффициент передачи цепи по мощности,

Ксв и Копт — принятое и оптимальное значение коэффициента связи,

Тc- относительная шумовая температура смесителя;

Kpпч — коэффициент передачи преобразователя частоты по мощности.

Коэффициент шума супергетеродинного приемника:
<img width=«508» height=«92» src=«ref-1_1447026804-2259.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241947»> , где
Nвц, Nурч, Nпч, Nупч — коэффициенты шума входной цепи, УРЧ, преобразователя частоты и УПЧ соответственно;

Kpвц, Kpурч, Kpпч — коэффициенты передачи мощности входной цепи, УРЧ и преобразователя частоты;

Lф = 10 -0.1 Ч bф Ч lф — коэффициент передачи мощности антенно-фидерного тракта;

bф — погонное затухание;

lф — длина фидера.

Задачей предварительного расчета является подбор такой структуры приемного тракта устройства, при которой наряду с прочими заданными параметрами обеспечивается коэффициент шума не более допустимого, найденного по приведенным выше соотношениям. Найдем величины, входящие в вышеприведенную формулу.

При согласовании антенны со входом приемника Kсв = Kопт. Тогда для входной цепи коэффициент передачи по мощности и коэффициент шума:

<img width=«97» height=«28» src=«ref-1_1447029063-403.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241948»>

<img width=«72» height=«28» src=«ref-1_1447029466-309.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241949»>

Оценим коэффициент шума приемника без УРЧ.

При использовании балансного смесителя на полупроводниковых диодах необходимо знать относительную шумовую температуру смесителя — Тc и коэффициент передачи преобразователя частоты по мощности — Kpпч. В соответствии с рабочей частотой приемника используем в смесителе ТКД типа 3А111Б. Его данные:

<img width=«108» height=«28» src=«ref-1_1447029775-444.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241950»>

<img width=«73» height=«28» src=«ref-1_1447030219-296.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241951»>

Отсюда имеем:
<img width=«173» height=«60» src=«ref-1_1447030515-644.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241952»>
Коэффициент шума выбранного ранее для УПЧ транзистора:
<img width=«228» height=«65» src=«ref-1_1447031159-850.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241953»>
Коэффициент шума первого каскада УПЧ:




<img width=«193» height=«28» src=«ref-1_1447032009-618.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241954»>
Погонное затухание в антенно-фидерном тракте [1] с. 15 в дБ/м:

<img width=«86» height=«28» src=«ref-1_1447032627-375.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241955»>

<img width=«65» height=«28» src=«ref-1_1447033002-286.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241956»>

Зададимся длиной фидера (в м):

Коэффициент передачи мощности антенно-фидерного тракта:
<img width=«230» height=«42» src=«ref-1_1447033288-774.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241957»>
Коэффициент шума приемника без УРЧ:
<img width=«382» height=«92» src=«ref-1_1447034062-1583.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241958»>
Рассчитанный коэффициент шума больше допустимого, поэтому рассмотрим вариант преселектора с УРЧ в виде каскодного транзисторного усилителя. Для него из таблицы имеем:
<img width=«96» height=«28» src=«ref-1_1447035645-406.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241959»>

<img width=«401» height=«69» src=«ref-1_1447036051-2078.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241960»>
Тогда коэффициент шума приемника с УРЧ:




<img width=«569» height=«92» src=«ref-1_1447038129-2233.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241961»>
Рассчитанный коэффициент шума меньше допустимого, поэтому продолжим расчет.

1.7 Расчет требуемой чувствительности приемного тракта
Шумовая полоса приемника:
<img width=«230» height=«37» src=«ref-1_1447040362-671.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241962»>
Чувствительность приемного тракта определим из соотношения:
<img width=«303» height=«37» src=«ref-1_1447041033-929.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241963»>

1.8 Расчет коэффициента усиления приемника до детектора и распределение усиления по трактам
Распределение усиления в приемнике определяется двумя противоречивыми условиями ([2] с. 90):

а) с одной стороны, следует стремиться к увеличению усиления во входных цепях и каскадах приемника, так как чем больше коэффициент усиления по мощности первого и следующих за ним каскадов, тем меньше общий коэффициент шума приемника и лучше его чувствительность;

б) с другой стороны, усиление во входных каскадах приемника с точки зрения многосигнальной избирательности должно быть небольшим, чтобы амплитуда сигнала (полезного и мешающего) не превышала диапазона линейности первого, второго и т. д. каскадов УРЧ, первого преобразователя и т. д. до фильтра основной селекции, относительно слабо защищенных перестраиваемыми по диапазону избирательными системами.

Структура каскадов преселектора определяется требованиями к коэффициенту шума и ясна из предварительного расчета. Теперь найдем количество каскадов в тракте УПЧ.

На основании расчитанных ранее величин, мощность сигнала на входе УПЧ составит:
<img width=«454» height=«37» src=«ref-1_1447041962-1405.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241964»>
Напряжение сигнала на входе первого каскада УПЧ при согласовании этого каскада со смесителем и входной проводимости каскада примерно равной проводимости предполагаемого к применению транзистора (проводимость делителя смещения gдел << g11э):
<img width=«333» height=«61» src=«ref-1_1447043367-1222.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241965»>
Для нормальной работы импульсного детектора в линейном режиме требуется, чтобы напряжение на его входе Uвх_дет = (0.5… 3) В. Возьмем:
<img width=«120» height=«28» src=«ref-1_1447044589-448.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241966»>
ринимаем коэффициент запаса для учета старения электронных приборов в процессе эксплуатации:

<img width=«55» height=«28» src=«ref-1_1447045037-252.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241967»>

Тогда требуемый коэффициент усиления тракта промежуточной частоты:

<img width=«298» height=«60» src=«ref-1_1447045289-1170.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241968»>

Так как не предъявлено жестких требований к избирательности, то выбираем УПЧ с распределенной избирательностью и одноконтурными настроенными каскадами.

Полагаем усиление каждого каскада равным устойчивому в схеме с каскодным соединением. Ранее мы вычислили этот коэффициент. Тогда минимальное число каскадов для получения заданного усиления:
<img width=«210» height=«60» src=«ref-1_1447046459-1206.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241969»>
Округляем до ближайшего большего целого:
<img width=«144» height=«23» src=«ref-1_1447047665-509.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241970»>
Уточняем усиление каждого каскада:

<img width=«286» height=«65» src=«ref-1_1447048174-1110.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241971»>
Находим коэффициент расширения полосы каждого каскада [1] c. 272:

<img width=«77» height=«21» src=«ref-1_1447049284-304.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241972»>

Определяем необходимое эквивалентное затухание контуров:
<img width=«180» height=«53» src=«ref-1_1447049588-606.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241973»>


1.10 Составление структурной схемы приемника
На основании предварительного расчета была определена структура приемника и получены исходные данные для электрического расчета отдельных каскадов.

Структурная схема проектируемого приемника приведена на рисунке .
<img width=«512» height=«232» src=«ref-1_1447050194-17324.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241974»>

Рисунок 2. Структурная схема проектируемого приемника.

<img width=«42» height=«34» src=«ref-1_1447067518-936.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241975»>

Резонансный усилитель УПЧ и УРЧ.

<img width=«81» height=«41» src=«ref-1_1447068454-1425.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241976»>

Смеситель.

<img width=«42» height=«34» src=«ref-1_1447069879-859.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241977»>

Радиочастотный генератор гармонических сигналов — гетеродин.

<img width=«42» height=«34» src=«ref-1_1447070738-951.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241978»>

Детектор радиоимпульсов.

<img width=«42» height=«45» src=«ref-1_1447071689-1263.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241979»>




2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ

2.1 Проектирование антенного переключателя
Защиту входного каскада радиолокационного приемника от перегрузки и повреждения СВЧ сигналами от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех в полосе рабочих частот осуществляют разрядниками защиты приемника (РЗП) и ограничителями СВЧ мощности на плупроводниковых диодах.

В целом эти устройства объединяются в антенный переключатель (АП).

С помощью АП осуществляют подключение антенны к тракту передатчика и запирание приемника на время излучения мощного импульсного сигнала, а после окончания действия импульса — подключение с минимальной задержкой выхода антенны к входу приемника и отключение тракта передатчика. Выбор конкретного типа АП зависит от мощности зондирующего сигнала и вида устройств, следящих за АП. При импульсной мощности сигнала порядка 100-150 кВт. АП обычно строят по следующей схеме: ферритовый циркулятор, РЗП и диодный резонансный СВЧ-ограничитель. При мощности излучаемого сигнала 1-2 кВт и менее разрядник может быть исключен.

Схема АП показана на рисунке.
<img width=«356» height=«166» src=«ref-1_1447072952-9214.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241980»>

Рисунок 3. Схема антенного переключателя.

Циркулятор E — устройство, обладающее следующими свойствами: при подаче сигнала на плечо 1 циркулятора выходной сигнал появляется в плече 2 с очень малым (порядка 0.2…0.5 дБ) ослаблением, в то время как в плече 3 он существенно (на 13 … 25 дБ) ослабляется. Аналогично, при поступлении на плечо 2 он без ослабления появляется на плече 3 и не проходит на выход плеча 1. В АП вместо четырехплечего циркулятора используют два трехплечих циркулятора, соединенных последовательно, которые проще в изготовлении и обладают меньшими потерями.

В АП сигнал от передатчика (сигнал высокого уровня) поступает на плечо 1 циркулятора E1 и через плечо 2 поступает в антенну. Лишь небольшая ослабленная по мощности часть сигнала проходит на плечо 3 и через циркулятор E2 попадает на вход разрядника U1. Мощности сигнала достаточно для зажигания разрядника, на который через сопротивление резистора R1, равное 2 … 4 МОм, подают напряжение поджига Uпд = 700 В (Pз < 150 … 1000 мВт). Разрядник создает в линии передачи практически короткое замыкание, и СВЧ-сигнал, отражаясь от него в направлении к циркулятору E2, поглощается в согласованной нагрузке Rп, чем достигается защита УСВЧ или смесителя от выжигания.

После зажигания поступающая мощность резко уменьшается и составляет не более 50… 70 мВт. Выделяющиеся энергия СВЧ и мощность во время действия плоской части импульса могут вывести из строя или необратимо ухудшить параметры диодов ППУ или смесителя.

Для предотвращения этого после разрядника ставят резонансный СВЧ-ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии длиной l / 4. Он представляет собой параллельное соединение разомкнутого емкостного шлейфа l1 и последовательно соединенных ограничительного диода VD1 и короткозамкнутого шлейфа l2.

Для сигнала высокого уровня диод VD1 эквивалентен последовательному соединению индуктивности выводов (порядка 0.2 … 2 нГ) и малого активного сопротивления потерь Rв = 1.3 … 2 Ом. Последовательно соединенные диод, короткозамкнутый шлейф l2 (его реактивное сопротивление носит индуктивный характер) и разомкнутый емкостный шлейф l1 (eгo емкость C1) образуют параллельный резонансный контур. Волновое сопротивление шлейфов l1 и l2 выбирают порядка 40 Ом. Сопротивление контура при резонансе достаточно велико и четвертьволновый отрезок линии l3 оказывается практически разомкнут, а его входное сопротивление близко нулю. Вследствие этого просачивающаяся энергия отражается в обратном направлении. Ослабление сигнала высокого уровня в ограничителе составляет 15 … 20 дБ, что обеспечивает работу последующих устройств.

Отраженный от цели сигнал (сигнал низкого уровня) поступает из антенны сначала на плечо 2 циркулятора E1, потом на плечо 3, а затем на плечо 1 E2 и через его выходное плечо 2 на вход разрядника U1. Мощность такого сигнала недостаточна для зажигания U1. Прямые потери сигнала в U1 составляют 0.3 … 1,5 дБ.

Совместно с отрезком длиной l2 диод образует последовательный колебательный контур, сопротивление которого при резонансе равно rп = 18… 20 Ом и мало по сравнению с волновым сопротивлением основной линии Z0. Таким образом, к отрезку длиной l1 подключена нагрузка, сопротивление которой Zн = rн + l / (j C1), т. е. отрезок длиной l1 практически замкнут накоротко, его входное сопротивление очень велико и ослабление полезного сигнала практически отсутствует (L = 0,1… 0,3 дБ). Для замыкания постоянной составляющей тока ограничителя в точке подсоединения диода включен короткозамкнутый четвертьволновый отрезок с максимально возможным с точки зрения технической реализации значением Z0 = 85… 95 Ом. Полоса пропускания АП составляет 3… 10 % от несущей.

Произведем расчет антенного переключателя.

Пусть требуется рассчитать резонансный ограничитель 3-см диапазона волн.

<img width=«122» height=«37» src=«ref-1_1447082166-564.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241981»>

Рабочая частота.

Промежуточная частота.

<img width=«110» height=«37» src=«ref-1_1446857135-520.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241982»>

<img width=«74» height=«28» src=«ref-1_1447083250-372.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241983»>

Волновое сопротивление подводящих линий.

<img width=«118» height=«28» src=«ref-1_1447083622-422.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241984»>

Потери запирания (в дБ).
<img width=«239» height=«65» src=«ref-1_1447084044-871.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241985»>
Потери запирания (в разах).

Параметры ограничительных диодов даны в таблице 3.

Таблица 3.

<img width=«453» height=«245» src=«ref-1_1447084915-6066.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241986»>
Выберем бескорпусной ограничительный диод со следующими параметрами:

<img width=«150» height=«37» src=«ref-1_1447090981-566.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241987»>

Емкость перехода.

Сопротивление потерь диода на низком уровне мощности.

<img width=«66» height=«28» src=«ref-1_1447091547-261.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241988»>

Сопротивление потерь диода на высоком уровне мощности.

<img width=«70» height=«28» src=«ref-1_1447091808-291.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241989»>

<img width=«141» height=«37» src=«ref-1_1447092099-511.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241990»>

Последовательная индуктивность выводов диода.

<img width=«145» height=«28» src=«ref-1_1447092610-545.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241991»>

Максимальная рассеиваемая средняя мощность.
<img width=«205» height=«55» src=«ref-1_1447093155-728.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241992»>
Минимальная критическая частота диода.

<img width=«160» height=«37» src=«ref-1_1447093883-640.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241993»>

Расчет ограничителя будем производить на основе заданной величины Lзап, считая, что в данном примере важно получить не максимально возможные потери запирания, а минимальные потери пропускания. Последние находим по формуле:
<img width=«318» height=«78» src=«ref-1_1447094523-1365.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241994»>

<img width=«270» height=«28» src=«ref-1_1447095888-910.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241995»>
Потери пропускания в дБ.

Практически потери Lпр будут несколько выше за счет потерь в отрезках микрополосковых линий.

Оценим полосу запирания ограничителя:

<img width=«367» height=«37» src=«ref-1_1447096798-1226.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241996»>
Рассчитаем максимально допустимые уровни импульсной Ри_пд_макс и средней Рпд_макс СВЧ мощности, которые можно подводить ко входу ограничителя.
<img width=«330» height=«61» src=«ref-1_1447098024-1434.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241997»>
Полагая, что при импульсном режиме работы скважность q = l / (Fпос и) = 1000, где fпос — частота посылок импульсов, и — длительность последних, определяем:
<img width=«180» height=«53» src=«ref-1_1447099458-565.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241998»>

<img width=«308» height=«28» src=«ref-1_1447100023-865.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_241999»>
Основным недостатком диодных ограничителей является относительно небольшой допустимый уровень импульсной мощности Ри_пд_макс от сотен ватт до 1-2 кВт. Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РЗП и ограничителей используют так называемые разрядники-ограничители. Они представляют собой сочетание РЗП (нередко без электрода вспомогательного разряда), и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники-ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности (свыше 10 кВт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных сильных сигналов помех.

Параметры ряда разрядников-ограничителей приведены в таблице 4.

<img width=«458» height=«164» src=«ref-1_1447100888-2794.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242000»>

    продолжение
--PAGE_BREAK--Таблица 4.
Учитывая частотный диапазон проектируемого антенного переключателя, выберем РЗП типа РР6. Для него:

<img width=«92» height=«28» src=«ref-1_1447103682-383.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242001»>

Ослабление зеркального канала при нижней настройке гетеродина за счет РЗП:
<img width=«482» height=«70» src=«ref-1_1447104065-1987.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242002»>
То же в децибелах:
<img width=«271» height=«28» src=«ref-1_1447106052-897.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242003»>

2.3 Расчет усилителя радиочастоты
В приемниках РЛС сантиметрового диапазона волн наибольшее распространение получили однокаскадные неохлаждаемые двухконтурные параметрические усилители (ДПУ) на точечно-контактных полупроводниковых диодах (ТКД) или диодах с барьером Шоттки (ДБШ). В настоящее время на частотах до 30… 40 ГГц эти усилители выполняют на базе полосковых (ПЛ) и микрополосковых (МПЛ) линий. ДПУ содержат три контура, настроенные соответственно на частоту сигнала fс, частоту накачки fн и холостую частоту fх и развязанные между собой. Развязку между входом и выходом ДПУ осуществляют с помощью ферритового циркулятора.

Эквивалентная схема параметрического диода включает в себя последовательно соединенные индуктивность выводов Lв = 0.2 — 2 нГ, переменную емкость полупроводниковой структуры Сп = 0.3 … 1 пФ, сопротивление активных потерь rпт и параллельно подключенную к этой цепи конструктивную емкость диода Сд = 0.1 … 0.4 пФ. Диод характеризуется максимальной переменной емкостью при нулевом напряжении смещения Uсм = Сп(0), постоянной времени (U) = rпт Сп(0) при определенном напряжении смещения U, максимально допустимым обратным напряжением Uнобр контактной разностью потенциалов (к = 0.2 … 0.3 В для ТКД и к = 1 … 1.2 В для ДБШ). В состав СВЧУ может входить типовой ДПУ с параллельным включением параметрического диода. Схема такого усилителя показана на рисунке.
<img width=«292» height=«303» src=«ref-1_1447106949-14015.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242004»>
Наибольшую полосу пропускания ДПУ получают при использовании последовательного резонансного контура, образованного Lв и Сп диода и настроенного на fх. При этом обеспечиваются наименьшие потери и развязка относительно цепей сигнала и накачки без включения специальных режекторных фильтров. В схеме с параллельным включением диода для замыкания токов холостой частоты к нему подключают разомкнутый четвертьволновый шлейф. Элементы контура холостой частоты и подстроечный индуктивный отрезок длиной l1 образуют сигнальный резонансный контур.

Параллельно с диодом включают отрезок длиной lн / 4, препятствующий потерям мощности накачки в цепях сигнала. Сигнал накачки подводится к диоду через запредельный для входного сигнала и сигнала холостой частоты волновод. Полосу пропускания ППФ выбирают такой, чтобы эти сигналы были ослаблены не менее чем на 20 … 30 дБ.

При этом требуемый коэффициент шума N, коэффициент передачи мощности Kp, частота сигнала fс, требуемая ширина полосы пропускания Птр по уровню 3 дБ, характеристики подложки (относительная диэлектрическая проницаемость r, толщина h, тангенс угла потерь tg (, волновое сопротивление подводящей линии Z0, тип циркулятора и его прямые потери Lп, число циркуляций до входа ДПУ а и число циркуляций в ДПУ b известны.

<img width=«122» height=«37» src=«ref-1_1447120964-595.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242005»>

Рабочая частота.

<img width=«74» height=«28» src=«ref-1_1447121559-409.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242006»>

Волновое сопротивление подводящих линий.

<img width=«106» height=«28» src=«ref-1_1447121968-370.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242007»>

Потери пропускания в циркуляторе (в дБ).

<img width=«48» height=«21» src=«ref-1_1447122338-221.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242008»>

Число циркуляций до входа ДПУ.

<img width=«49» height=«21» src=«ref-1_1447122559-219.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242009»>

Число циркуляций в ДПУ.

<img width=«116» height=«28» src=«ref-1_1447122778-438.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242010»>

Требуемый коэффициент шума.

<img width=«112» height=«28» src=«ref-1_1447123216-431.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242011»>

Резонансный коэффициент усиления, включая потери в циркуляторе, (в децибелах).

<img width=«116» height=«37» src=«ref-1_1447123647-483.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242012»>

Требуемая полоса пропускания по уровню 3 дБ.

<img width=«62» height=«21» src=«ref-1_1447124130-299.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242013»>

Относительная диэлектрическая проницаемость.

<img width=«110» height=«30» src=«ref-1_1447124429-409.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242014»>

Толщина подложки.

<img width=«94» height=«30» src=«ref-1_1447124838-356.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242015»>

Тангенс угла потерь.

Требуется выбрать параметрический диод и определить напряжение постоянного смещения Uсм, реальные коэффициент шума Nн и ширину полосы пропускания П0, значения холостой частоты fх и частоты накачки fн, сопротивление источника сигнала, приведенное к зажимам параметрического диода Rс, мощность генератора накачки Рн, геометрические размеры МПЛ.

Для обеспечения стабильности параметров ДПУ при изменениях импеданса цепей источника сигнала (например, антенны) и нагрузки (например, смесителя) в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенный на основе трех Y-циркуляторов. В таком циркуляторе потери сигнала до входа ДПУ равны
<img width=«230» height=«28» src=«ref-1_1447125194-620.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242016»>
На столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из ДПУ к выходу циркулятора.

Следовательно, собственно ДПУ без циркулятора (точнее, с идеальным циркулятором) с учетом заданных параметров должен иметь коэффициент шума

<img width=«307» height=«28» src=«ref-1_1447125814-803.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242017»>

<img width=«220» height=«65» src=«ref-1_1447126617-818.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242018»>
Резонансный коэффициент усиления ДПУ:
<img width=«354» height=«28» src=«ref-1_1447127435-950.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242019»>
В децибелах

В разах
<img width=«266» height=«65» src=«ref-1_1447128385-979.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242020»>
Выберем параметрический диод.

Данные параметрических диодов приведены в таблице 5.




<img width=«453» height=«566» src=«ref-1_1447129364-15446.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242021»>

Таблица 5.
Учитывая частотный диапазон, постоянную времени, индуктивность выводов, допустимое напряжение, стоимость выбираем параметрический диод с ТКД структурой 3А410Е. Его параметры:

Индуктивность выводов.

<img width=«120» height=«37» src=«ref-1_1447144810-460.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242022»>

Конструктивная емкость диода.

<img width=«141» height=«37» src=«ref-1_1447145270-574.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242023»>

Максимальная переменная емкость диода при нулевом напряжении смещения.

<img width=«140» height=«37» src=«ref-1_1447145844-533.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242024»>

Постоянная времени диода.

<img width=«118» height=«30» src=«ref-1_1447146377-408.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242025»>

Напряжение, при котором измерена постоянная времени.

<img width=«73» height=«28» src=«ref-1_1447146785-320.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242026»>

Максимально допустимое обратное напряжение.

<img width=«101» height=«28» src=«ref-1_1447147105-410.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242027»>

Контактная разность потенциалов для германиевого диода (название начинается с 1 или Г) —

k = (0.2...0.3).

Для диода из арсенида галлия (название начинается с 3 или А) — k = (1.0...1.2).

<img width=«77» height=«28» src=«ref-1_1447147515-268.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242028»>

<img width=«49» height=«21» src=«ref-1_1447147783-208.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242029»>

Коэффициент типа перехода (для ДБШ n = 2).

Рассчитываем необходимое напряжение смещения для диода структуры ТКД (для ДБШ расчет производят по формуле:

U0 = 3 Uн_обр / 8 + k / k — 1.

<img width=«108» height=«29» src=«ref-1_1447147991-440.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242030»>

<img width=«177» height=«53» src=«ref-1_1447148431-691.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242031»>
Находим емкость, соответствующую рассчитанному напряжению смещения:




<img width=«310» height=«101» src=«ref-1_1447149122-1251.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242032»>
Постоянная времени при рабочем смещении:
<img width=«322» height=«69» src=«ref-1_1447150373-1202.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242033»>
Коэффициент модуляции и критическая частота диода (для ДБШ эти параметры вычисляют по формулам:
 mмод = <img width=«148» height=«126» src=«ref-1_1447151575-1081.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242034»>,

 fкр = <img width=«148» height=«93» src=«ref-1_1447152656-853.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242035»>.
Отсюда:
<img width=«325» height=«85» src=«ref-1_1447153509-1398.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242036»>

<img width=«253» height=«60» src=«ref-1_1447154907-965.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242037»>




Поправочный коэффициент kc, учитывающий потери в конструкции ДПУ, принимаем равным:

<img width=«57» height=«28» src=«ref-1_1447155872-260.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242038»>

Тогда находим:

Эквивалентная постоянная времени диода с учетом потерь в элементах конструкции ДПУ.
<img width=«262» height=«37» src=«ref-1_1447156132-856.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242039»>

<img width=«185» height=«60» src=«ref-1_1447156988-673.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242040»>
Эквивалентное сопротивление потерь.
<img width=«168» height=«60» src=«ref-1_1447157661-781.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242041»>
Динамическая добротность диода.

Вычисляем оптимальное отношение частот Aопт и соответствующий минимальный коэффициент шума, при этом полагаем, что физическая температура диода равна нормальной температуре окружающей среды, т. е.

Тд = 290 К.
<img width=«246» height=«38» src=«ref-1_1447158442-751.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242042»>

<img width=«371» height=«53» src=«ref-1_1447159193-1302.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242043»>

<img width=«357» height=«28» src=«ref-1_1447160495-1127.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242044»>
Рассчитанное значение Nпу_мин удовлетворяет требуемому Nпу = 2.2 дБ.

Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ДПУ, не применяя специальных элементов для ее расширения, и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Сп_U0 и индуктивностью выводов Lв диода. Цепь тока холостой частоты замкнем разомкнутым четвертьволновым шлейфом, подключаемым параллельно диоду и имеющим входное сопротивление, близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода Сд. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода:
<img width=«318» height=«55» src=«ref-1_1447161622-996.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242045»>

<img width=«141» height=«60» src=«ref-1_1447162618-636.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242046»>
Отношение частот
<img width=«260» height=«37» src=«ref-1_1447163254-851.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242047»>
Частота накачки.
<img width=«300» height=«53» src=«ref-1_1447164105-1190.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242048»>
Уточненное значение коэффициента шума.
<img width=«270» height=«28» src=«ref-1_1447165295-1080.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242049»>

Расчет коэффициента шума ДПУ с полученным значением А дает близкую величину, что и при оптимальном отношении частот Aопт. Этот результат обусловлен тем, что значения А и Aопт близки, а кривая зависимости Nпy {А} имеет тупой минимум.

Теперь можно определить «холодный» КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для получения заданного резонансного усиления. Также находим требуемое сопротивление источника сигнала Rc, приведенное к зажимам нелинейной емкости в последовательной эквивалентной схеме диода:
<img width=«334» height=«64» src=«ref-1_1447166375-1548.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242050»>

<img width=«205» height=«28» src=«ref-1_1447167923-660.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242051»>
Рассчитанные значения КСВ, Rc обеспечивают подбором согласующих (трансформирующих) элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.

Определим полосу пропускания Ппу, для чего зададимся коэффициентами включения емкости в холостой mвкл_х и сигнальный mвкл_с контуры. Поскольку холостой контур имеет простейшую структуру и реализуется на сосредоточенных элементах диода и четвертьволновом разомкнутом шлейфе, можно ожидать достаточно хорошее включение емкости в контур и принять mвкл_х = 0.5. Сигнальный контур имеет более сложную структуру, так как наряду с элементами холостого контура включает в себя емкость корпуса диода Сд, согласующие шлейфы и шлейф, режектирующий частоту накачки. Поэтому примем mвкл_с = 0.2.

<img width=«117» height=«28» src=«ref-1_1447168583-437.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242052»>

<img width=«117» height=«28» src=«ref-1_1447169020-430.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242053»>

Тогда получим полосу пропускания:

<img width=«461» height=«102» src=«ref-1_1447169450-2499.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242054»>
Это значение удовлетворяет заданию (Птр = 80 МГц)

Определим необходимую мощность накачки ДПУ.

Для этого введем график вспомогательного коэффициента q в ЭВМ. Возьмем несколько точек на графике и введем их координаты
<img width=«70» height=«21» src=«ref-1_1447171949-262.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242055»>

<img width=«74» height=«21» src=«ref-1_1447172211-267.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242056»>

<img width=«156» height=«229» src=«ref-1_1447172478-2623.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242057»>

<img width=«89» height=«229» src=«ref-1_1447175101-1368.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242058»>

<img width=«122» height=«21» src=«ref-1_1447176469-382.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242059»>

<img width=«193» height=«29» src=«ref-1_1447176851-870.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242060»>

<img width=«281» height=«29» src=«ref-1_1447177721-1167.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242061»>

<img width=«78» height=«30» src=«ref-1_1447178888-327.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242062»>

<img width=«193» height=«60» src=«ref-1_1447179215-739.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242064»>
<img width=«378» height=«211» src=«ref-1_1447179954-4024.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242063»>

Рисунок 5.
По графику для Uнорм при n = 2 находим q и рассчитываем мощность накачки, рассеиваемую в диоде:
<img width=«241» height=«28» src=«ref-1_1447183978-826.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242065»>

<img width=«466» height=«37» src=«ref-1_1447184804-1522.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242066»>
Мощность накачки Pнак, подводимая ко входу накачки ДПУ, обычно заметно выше мощности накачки Pнак_д, рассеиваемой в диоде. Это обусловлено неизбежными дополнительными потерями в проводниках и контактных соединениях устройства, а также некоторой утечкой мощности накачки в тракт источника сигнала, например антенны. Эти потери можно учесть с помощью поправочного коэффициента kнак. Его величина при fн < 10ГГц составляет kнак_нч = 1.5, а при fн > 50 ГГц kнак_вч = 2.5.

Для частоты fн интерполяцией значений коэффициента kнак находим:

<img width=«122» height=«28» src=«ref-1_1447186326-452.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242067»>




<img width=«108» height=«37» src=«ref-1_1447186778-449.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242068»>

<img width=«122» height=«28» src=«ref-1_1447187227-421.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242069»>

<img width=«92» height=«37» src=«ref-1_1447187648-373.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242070»>

<img width=«594» height=«60» src=«ref-1_1447188021-1906.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242071»>

<img width=«272» height=«28» src=«ref-1_1447189927-865.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242072»>

<img width=«109» height=«28» src=«ref-1_1447190792-404.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242073»>
Определяем мощность накачки, которую необходимо подвести к ДПУ:
<img width=«258» height=«28» src=«ref-1_1447191196-759.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242074»>
Для упрощения тракта накачки (изъятием из него ППФ) и уменьшения тем самым его потерь, что существенно для частоты накачки fн, лежащей уже в диапазоне миллиметровых волн. целесообразно применить генератор накачки на диоде Ганна с волноводным выводом СВЧ энергии с помощью волноводно-микрополоскового перехода. Это необходимо для связи такого генератора накачки с микрополосковой платой. Согласование этого перехода осуществляют подбором диаметра и глубины погружения зонда в волновод и расстояния до его короткозамыкающей стенки.

2.4 Расчет смесителя
В современных радиоприемных устройствах СВЧ в большинстве случаев применяют двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получения низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС обладает и другими преимуществами перед однодиодным небалансным смесителем. В частности, БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну.

Схема БС включает две смесительные секции и СВЧ мост (квадратный, кольцевой и др.). К двум плечам моста подключают смесительные секции, а к двум другим подводят соответственно напряжения сигнала Uс и гетеродина Uг.

Работа балансного смесителя основана на равном распределении мощностей сигнала и гетеродина между двумя диодами, но с определенными относительными фазовыми сдвигами, что обеспечивается с помощью СВЧ моста. В результате оказывается, что на выходе смесителя, на промежуточной частоте, преобразованные диодами сигналы имеют одинаковые фазы и поэтому суммируются, а шум гетеродина подавляется, так как он на выходе диодов оказывается противофазным.
<img width=«328» height=«144» src=«ref-1_1447191955-8602.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242075»>

Рисунок 6. Схема балансного смесителя.

Произведем расчет балансного смесителя.

Исходные данные:

<img width=«112» height=«37» src=«ref-1_1447200557-534.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242076»>

Рабочая частота f0 = 9370 МГц.

<img width=«88» height=«30» src=«ref-1_1447201091-409.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242077»>

Полоса пропускания радиотракта.

<img width=«74» height=«28» src=«ref-1_1447201500-337.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242078»>

Максимально допустимый коэффициент шума смесителя (в дБ).

<img width=«105» height=«28» src=«ref-1_1447201837-389.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242079»>

Коэффициент шума УПЧ (в дБ).

Коэффициент шума УПЧ (в разах).
<img width=«222» height=«65» src=«ref-1_1447202226-848.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242080»>
Относительная спектральная плотность мощности шума гетеродина (в дБ / Гц).

<img width=«94» height=«28» src=«ref-1_1447203074-331.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242081»>

<img width=«110» height=«37» src=«ref-1_1446857135-520.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242082»>

Промежуточная частота.

<img width=«65» height=«21» src=«ref-1_1447203925-361.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242083»>

Волновое сопротивление подводящих линий.

<img width=«128» height=«30» src=«ref-1_1447204286-493.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242084»>

Постоянная Больцмана.

<img width=«78» height=«28» src=«ref-1_1447204779-361.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242085»>

Стандартная температура.

Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по таблице 6.


Таблица 6.

<img width=«461» height=«286» src=«ref-1_1447205140-7733.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242086»>
Используем ДБШ типа 3А111Б. Его данные:

<img width=«102» height=«28» src=«ref-1_1447212873-428.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242087»>

Потери преобразования (в дБ).

Потери преобразования (в разах).
<img width=«141» height=«65» src=«ref-1_1447213301-609.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242088»>
<img width=«144» height=«37» src=«ref-1_1447213910-509.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242089»>

Оптимальная мощность сигнала гетеродина.

<img width=«89» height=«28» src=«ref-1_1447214419-431.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242090»>

Коэффициент шума (в дБ).

Коэффициент шума (в разах).
<img width=«97» height=«59» src=«ref-1_1447214850-534.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242091»>




<img width=«140» height=«28» src=«ref-1_1447215384-503.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242092»>

Выходное сопротивление (минимальное и максимальное значение).

<img width=«148» height=«28» src=«ref-1_1447215887-573.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242093»>

Коэффициент стоячей волны (КСВ).

<img width=«93» height=«21» src=«ref-1_1447216460-453.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242094»>

<img width=«136» height=«37» src=«ref-1_1447216913-561.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242095»>

Максимальная рассеиваемая мощность.

Волновые сопротивления четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секций принимаем равными 20 и 90 Ом ([1] с. 335) соответственно для низкоомных разомкнутых и высокоомных отрезков

Выбираем СВЧ мост. В балансном смесителе, предназначенном для МШДБС, необходимо использовать синфазно-противофазные, т. е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако, учитывая относительно неширокую заданную полосу П радиотракта, целесообразно использовать квадратурный двухшлейфный мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на /4, поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом.

В коротковолновой части сантиметрового диапазона волн потери такого моста Lм < 0,1 дБ ([1] с. 335) и ими при дальнейшем расчете БС можно пренебречь. Разбаланс амплитуд моста определим на основе количественных данных о параметрах двух- и трехшлейфных мостов, приведенных в [1] с. 140 и показанных на рисунке.

<img width=«109» height=«28» src=«ref-1_1447217474-397.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242096»>
<img width=«205» height=«65» src=«ref-1_1447217871-750.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242097»>




<img width=«276» height=«227» src=«ref-1_1447218621-9713.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242098»>
Полагая частотную зависимость f приблизительно линейной, для П / f0 = 6% найдем (в дБ).

<img width=«72» height=«21» src=«ref-1_1447228334-310.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242099»>

Определим разброс параметров диодов в паре. Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых согласно формуле:
<img width=«213» height=«53» src=«ref-1_1447228644-674.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242100»>
<img width=«86» height=«28» src=«ref-1_1447229318-357.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242101»>

и разбросом Lпрб, при котором LдБ = 0,5 дБ.

При расчете входной цепи УПЧ за величину выходного сопротивления балансного смесителя принимаем rбс_ср:
<img width=«381» height=«53» src=«ref-1_1447229675-1162.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242102»>
Принимаем потери преобразования балансного смесителя:
<img width=«142» height=«28» src=«ref-1_1447230837-496.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242103»>




Шумовое отношение для ДБШ в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих диодов величину nш можно определить следующим образом:
<img width=«225» height=«53» src=«ref-1_1447231333-708.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242104»>
Шумовое отношение балансного смесителя принимается равным шумовому отношению смесительного диода:
<img width=«82» height=«28» src=«ref-1_1447232041-301.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242105»>
Рассчитываем суммарную величину потерь L(в дБ) за счет разбаланса амплитуд моста, разброса потерь преобразования LдБ, и разброса сопротивлений r
<img width=«288» height=«29» src=«ref-1_1447232342-863.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242106»>
<img width=«217» height=«248» src=«ref-1_1447233205-8267.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242107»>
По графику определяем коэффициент подавления шума гетеродина (в дБ).




<img width=«105» height=«28» src=«ref-1_1447241472-415.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242108»>

<img width=«223» height=«65» src=«ref-1_1447241887-859.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242109»>
Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС, полагая оптимальную мощность гетеродина равной паспортной (Рг_опт = 3 мВт):
<img width=«284» height=«37» src=«ref-1_1447242746-844.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242110»>
Для характеристики уровня выходного шума гетеродина удобно пользоваться понятием удельного шумового отношения гетеродина nг0 (1/мВт), соответствующего относительной величине выходного шума гетеродина, приходящегося на 1 мВт его выходной мощности:
<img width=«224» height=«100» src=«ref-1_1447243590-1012.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242111»>
Определим шумовое отношение гетеродина (в Вт):
<img width=«181» height=«28» src=«ref-1_1447244602-519.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242112»>
Рассчитаем коэффициент шума смесителя:
<img width=«566» height=«60» src=«ref-1_1447245121-1915.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242113»>

<img width=«110» height=«28» src=«ref-1_1447247036-464.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242114»>




В разах.
<img width=«269» height=«28» src=«ref-1_1447247500-994.coolpic» v:shapes=«Рисунок_x0020_242115»>
В децибелах.

    продолжение
--PAGE_BREAK--