Реферат: Устройства генерирования и канализации субмиллиметровых волн

--PAGE_BREAK--3. Канализация энергии в субмиллиметровом диапазоне
3.1 Металлические волноводы
3.1.1 Одноволновые металлические волноводы

Металлические одноволновые волноводы являются наиболее распространенными в сантиметровом диапазоне и длинноволновом участке миллиметрового диапазона.

При переходе в коротковолновую часть диапазона субмиллиметровых волн свойства одноволновых волноводов значительно ухудшаются. В первую очередь следует отметить быстрое увеличение погонных потерь по мере укорочения длины волны.

Стенки реальных волноводов имеют неровности, соизмеримые с глубиной проникновения тока вследствие поверхностного эффекта и часто превышающие ее. Это приводит к удлинению пути тока и, следовательно, к дополнительному увеличению затухания по отношению к расчетному. Поэтому уже на волне <metricconverter productid=«2 мм» w:st=«on»>2 мм результаты экспериментов почти в полтора раза превосходят расчетные данные.

При использовании одноволновых металлических волноводов неизбежными являются потери в местах сочленения секций линии передачи.

Таким образом, большие потери и чрезвычайно жесткие требования на изготовление и сочленения делают одноволновые волноводы непригодными для передачи энергии в субмиллиметровом диапазоне даже на малые расстояния. Однако в длинноволновом участке диапазона (<img border=«0» width=«16» height=«21» src=«ref-1_1497881198-169.coolpic» v:shapes="_x0000_i1035"> = 1 — <metricconverter productid=«0,5 мм» w:st=«on»>0,5 мм) часто используют короткие, длиной от нескольких миллиметров до сантиметра, отрезки таких волноводов в детекторах, смесителях, возбудителях и других устройствах, моделирующих соответствующие устройства техники сантиметровых волн.

Одноволновые волноводы чаще всего изготовляют методами гальванопластики. Для этого предварительно из нержавеющей стали изготовляют оправку с размерами, равными размерам будущего волновода. Оправку полируют, обезжиривают и помещают в гальваническую ванну, где на ней наращивают слой меди требуемой толщины. Процесс изготовления волновода заканчивается извлечением оправки.

Для устранения потерь в сочленениях зачастую делают сложные составные оправки. Таким способом могут быть изготовлены скрещенные волноводы для смесителей, переходы от одноволновых волноводов к волноводам увеличенных сечений и т. п.
3.1.2 Металлические волноводы увеличенных сечений

Увеличение внутренних размеров волновода позволяет уменьшить затухание и повысить допустимую мощность. Так, одноволновый волновод на волну <img border=«0» width=«16» height=«21» src=«ref-1_1497881198-169.coolpic» v:shapes="_x0000_i1036">= <metricconverter productid=«0,2 мм» w:st=«on»>0,2 мм имеет затухание 120 Дб/м и допустимую мощность всего 0,02 кВт. На этой же волне волновод с сечением 10x23 мм характеризуется затуханием 0,8 Дб/м и допустимой мощностью 275 кВт. Однако, несмотря на малое затухание, использование таких волноводов ограничивается тем, что в них может существовать большое число колебаний высших видов.

Если поперечное сечение волновода значительно больше <img border=«0» width=«16» height=«21» src=«ref-1_1497881198-169.coolpic» v:shapes="_x0000_i1037">2, то число возможных волн в волноводе n можно приближенно найти по формуле:
<img border=«0» width=«69» height=«41» src=«ref-1_1497901176-230.coolpic» v:shapes="_x0000_i1038">. (3.1)
Из этого соотношения следует, что число волн в волноводе пропорционально площади сечения волновода и обратно пропорционально квадрату длины волны. Так, на волне <metricconverter productid=«0,2 мм» w:st=«on»>0,2 мм в волноводе сечением 10*23 мм может существовать свыше 30000 типов волн.






3.2 Диэлектрические волноводы
Для передачи энергии в миллиметровом диапазоне радиоволн было предложено много разновидностей линий поверхностной волны.

Самым общим свойством линий поверхностной волны является то, что фазовая скорость волны в таких линиях меньше скорости света. Отсюда другое их название — линии замедленной волны. Именно замедлением фазовой скорости объясняется другое свойство линий поверхностной волны: электромагнитное поле «прижато» к некоторым направляющим структурам, хотя ничто не ограничивает его со стороны внешнего пространства. Поэтому линии поверхностной волны могут быть отнесены к открытым линиям.

Между замедлением фазовой скорости и протяженностью поля в поперечном направлении существует обратная зависимость — с уменьшением замедления концентрация энергии вблизи направляющей структуры ослабевает, а занятое электромагнитным полем пространство (в поперечном направлении) увеличивается. При этом напряженность поля у поверхности направляющей структуры понижается, что приводит к уменьшению тепловых потерь в конструктивных элементах линии. Снижение напряженности поля позволяет также передать по линии большие мощности без опасности электрического или теплового пробоя.

С другой стороны, если волна очень слабо замедлена и занимает большое сечение, то она оказывается слабо связанной с направляющей структурой. Распространение такой волны будет сопровождаться даже на слегка искривленных участках линии сильным излучением. Кроме того, слабо замедленные волны с трудом возбуждаются, т. е. при их возбуждении в линии значительная часть энергии источника может бесполезно излучаться.

С укорочением длины волны применение таких линий ограничивается как возрастанием погонного затухания, так и технологическими трудностями.

Для работы в диапазоне субмиллиметровых волн наиболее подходящим является, пожалуй, обычный диэлектрический волновод, представляющий собой стержень круглого или овального сечения, выполненный из высококачественного диэлектрика. Для передачи энергии целесообразно использовать основную, так называемую дипольную волну, которая в волноводе круглого сечения обозначается как НЕ11. Диаметр стержня выбирается так, чтобы получить требуемую степень концентрации энергии вблизи стержня. При уменьшении степени концентрации энергии структура поля дипольной волны становится близкой к структуре поля плоской поперечной волны ТЕМ.

Затухание в диэлектрическом волноводе при постоянной фазовой скорости растет пропорционально частоте, тогда как в стандартных металлических волноводах затухание пропорционально частоте в степени три вторых. Отсюда следует, что с укорочением длины волны относительные преимущества диэлектрического волновода возрастают.

Потери в направляющем стержне в сильной степени зависят от замедления фазовой скорости. Это понятно, так как в слабо замедляющем волноводе основная доля энергии переносится вне стержня, а в сильно замедляющем — внутри его.

Факт уменьшения потерь при уменьшении диаметра ряд авторов рассматривает как потенциальную возможность получения очень малых затуханий. Однако при этом не следует забывать, что диэлектрический волновод является открытой линией передачи, в которой любая неоднородность вызывает появление волн излучения. Волны излучения уносят энергию, которая является энергией потерь и увеличивает затухание в волноводе. Этот фактор все усиливается по мере уменьшения замедления фазовой скорости и ставит предел получению очень малых линейных затуханий.

При работе в субмиллиметровом диапазоне всегда следует считаться с потерями в среде, окружающей волновод. При весьма малых замедлениях эти потери будут близки к потерям волны, распространяющейся в свободном пространстве. Если потери в среде значительны, то могут оказаться более выгодными волноводы с сильнозамедленной волной в высококачественном диэлектрике.

Потери в местах размещения опор диэлектрического волновода могут быть существенными при использовании слабозамедленных волн. В качестве опор могут служить пластины пенополистирола или весьма тонкие диэлектрические нити. Диэлектрические нити более предпочтительны для линий с слабозамедленной волной.

Потери на опорах происходят из-за отражения, излучения и поглощения. Расчет потерь на опорах затруднителен, однако ясно, что потери будут снижаться по мере уменьшения тангенса угла потерь и диэлектрической проницаемости материала опоры и ее толщины. Согласно экспериментальным данным потери на одну опору, представляющую собой пенополистироловую пластинку, составляют 0,05 Дб.

Потери на возбуждение возникают в месте стыковки двух различных волноводных систем (например, диэлектрического волновода с металлическим волноводом генератора). В возбуждающих устройствах часть энергии теряется (отражается, излучается, уходит с нежелательными типами волн), и только определенная доля энергии распространяется в виде рабочей волны.

Общий принцип построения высокоэффективных возбудителей заключается в следующем: нужно плавно изменять форму и размеры первичного волновода с тем, чтобы в некотором сечении иметь амплитудное и фазовое распределение компонентов поля, близкое к распределению поля поверхностной волны. Если в этом сечении первичный волновод оборвать и продолжить дальше волновод диэлектрический, то потери на возбуждение будут минимальными.

Хорошие показатели могут быть достигнуты при возбуждении дипольной волны в круглом диэлектрическом волноводе колебаниями вида Н11 круглого металлического волновода, плавно переходящего в круглый рупор. Схематически разновидности рупорных возбудителей показаны на рис. 3.1. Рупор с линзой, корректирующей фазу, радиус раскрыва которого выбирается из соотношения может обеспечить возбуждение линии с потерями, не превышающими 30%.
<img border=«0» width=«278» height=«170» src=«ref-1_1497901406-5773.coolpic» alt=«Scan0003» v:shapes=«Рисунок_x0020_15»>

Рис. 3.1 Различные виды эффективных возбудителей диэлектрического волновода.
<img border=«0» width=«67» height=«41» src=«ref-1_1497907179-208.coolpic» v:shapes="_x0000_i1040"> (3.2)
Некоторым недостатком диэлектрического волновода круглого сечения является неустойчивость поляризации волны.

Для устранения поляризационной неустойчивости могут быть использованы волноводы эллиптического или овального сечения. Овальный волновод получают прокаткой круглого волновода. Экспериментально установлено, что оптимальным является такое сечение волновода, когда b/a = 2. Под Ь и а понимают максимальный и минимальный размеры сечения. При таких соотношениях достигается максимальный разнос фазовых скоростей волн (и соответственно затухания) с поляризацией вдоль большего и меньшего размера сечения волновода.

Диэлектрические волноводы очень удобны для работы в коротковолновом участке миллиметрового диапазона.

В субмиллиметровом диапазоне волн применение диэлектрических волноводов ограничивается рядом причин, среди которых в первую очередь следует назвать отсутствие диэлектриков с малыми потерями. Серьезные затруднения возникают при использовании волноводов со слабозамедленной волной из-за весьма малых поперечных размеров диэлектрического стержня, недостаточной его прочности и т. п.
3.3 Квазиоптическая линия, образованная передающей и приемной апертурами
Идеальной была бы система канализации, формирующая электромагнитное поле в нерасходящийся волновой пучок, который распространяется в свободном пространстве. К сожалению, идее формирования нерасходящихся волновых пучков противоречит волновая природа электромагнитного поля. Тем не менее системы с раскрывами излучающего отверстия, значитачьно большими длины волны, позволяют формировать пучки с весьма малой расходимостью. Наглядным примером может служить излучение квантового генератора, само по себе остронаправленное. Если такой генератор поместить в фокус телескопа, то необходимость в дополнительной линии передачи вообще отпадает при передаче энергии на сотни километров, поскольку вся излучаемая энергия может быть перехвачена приемным устройством с апертурой приемлемых размеров. В диапазоне субмиллиметровых волн отношение допустимых размеров апертур к длине волны заметно уменьшается, тем не менее в ряде случаев подобные квазиоптические линии передачи могут оказаться наиболее простыми.
3.4 Линзовые и зеркальные лучевые волноводы
Описанные выше линии передачи не обладают свойствами самофильтрации и имеют ограничения по длине, определяемые величиной зоны Френеля. Действительно, в ближней и френелевской зонах излучаемое поле имеет вид лучевой трубки, диаметр которой увеличивается с ростом расстояния. Быстрое увеличение расходимости пучка начинается в конце зоны Френеля. Если же на некотором расстоянии от излучающего раскрыва, где фронт волны становится уже заметно выпуклым (расходящийся пучок), установить длиннофокусную линзу, преобразующую выпуклый волновой фронт в вогнутый, то получим сходящийся волновой пучок. Вследствие эффектов фокусировки и дифракционного расширения сечение пучка после линзы сначала несколько уменьшается, а затем вновь увеличивается. На следующую такую линзу падает расходящийся пучок; эта линза вновь фокусирует его, направляет к очередной линзе и т. д.

В результате получаем устройство, в котором осуществляется направленное распространение пучков электромагнитных волн. Такие канализирующие системы получили название лучевых волноводов. Линзовый лучевой волновод впервые был предложен Губо.

Назначение линз в линии Губо — периодически исправлять, корректировать распределение фазы по сечению пучка без заметного изменения его амплитудного распределения. Поэтому линзу в такой линии рассматривают как фазовый корректор. Линза из диэлектрика не является единственно возможным видом фазового корректора. Были предложены лучевые волноводы, где роль фазовых корректоров выполняют металлические фокусирующие зеркала. Такие линии передачи получили название зеркальных лучевых волноводов или зеркальных линий.

Пучок в лучевом волноводе представляет собой распространяющуюся электромагнитную волну, занимающую в пространстве область примерно цилиндрической формы, которую можно охарактеризовать некоторым эффективным радиусом. На расстояниях от центра пучка, превышающих этот радиус, поле экспоненциально убывает. Поперечное сечение фазовых корректоров выбирают так, чтобы «перехватить» возможно большую часть распространяющейся энергии, однако часть вышедшей из каждой предыдущей линзы энергии все же не достигает последующей, поэтому в лучевом волноводе всегда имеют место дифракционные потери.

Доказано, что пучок волн, направляемый лучевым волноводом, может быть разложен на элементарные пучки с вполне определенным устойчивым распределением полей в поперечном сечении. Эти элементарные пучки являются собственными волнами лучевого волновода. Как и у обычных волноводов, собственные волны лучевого волновода удовлетворяют соотношениям ортогональности. Вследствие того, что дифракционные потери растут с увеличением номера волны, энергия, переносимая высшими типами волн, быстро падает и по волноводу в конечном счете распространяется волна низшего типа, обычно называемая основной. Таким образом, заметное отличие дифракционных потерь различных типов волн и обусловливает свойства самофильтрации лучевого волновода.

Существует глубокая физическая аналогия между линиями из фазовых корректоров и соответствующими открытыми резонаторами. Оказывается, процесс распространения электромагнитных пучков в лучевых волноводах и колебания в соответствующих резонаторах близки настолько, что собственные колебания резонаторов и собственные волны лучевых волноводов описываются тождественным образом, дифракционные потери в резонаторах и волноводах одинаковы и т. п.

Оба вида устройств описываются одними и теми же однородными интегральными уравнениями Фредгольма второго рода. Аналогия между линиями и резонаторами широко использовалась уже в первых исследованиях квазиоптических систем. В частности, при расчете типов колебаний в открытых резонаторах Фокс и Ли применили эквивалентную математическую модель лучевых волноводов, а с другой стороны, Губо использовал эквивалентный открытый резонатор для экспериментального исследования дифракционных потерь и изучения установления стационарного процесса в линзовой линии.

При резонансе на определенном виде колебаний в резонаторе поле состоит из двух встречных волн эквивалентной линии. Поэтому все формулы и графики, полученные для собственных функций и собственных значений для открытых резонаторов, полностью переносятся на эквивалентные регулярные открытые линии.

Как в лучевых волноводах, так и в резонаторах поле формируется в виде длинных пучков. Обычно ширина пучка значительно меньше его длины и много больше длины волны. В таких системах большими числами являются следующие отношения:
<img border=«0» width=«48» height=«41» src=«ref-1_1497907387-171.coolpic» v:shapes="_x0000_i1041"> и <img border=«0» width=«68» height=«41» src=«ref-1_1497907558-207.coolpic» v:shapes="_x0000_i1042"> (3.3)
где а — радиус раскрыва и d — расстояние между корректорами. Одной из основных характеристик системы является дифракционный параметр
<img border=«0» width=«75» height=«44» src=«ref-1_1497907765-236.coolpic» v:shapes="_x0000_i1043">. (3.4)
Практически все теоретические результаты для линий и резонаторов получены для условий, когда соотношения хорошо выполняются (резонаторы и линии для квантовых генераторов).

Потери в лучевых волноводах:

1. Дифракционные потери являются характерной особенностью лучевых волноводов. Благодаря этому виду потеоь лучевые волноводы обладают хорошо выраженными свойствами самофильтрации. Дифракционные потери регулярного конфокального лучевого волновода определяются только величиной параметра С. Соответствующим выбором значения С дифракционные потери могут быть сведены к сколь угодно малым значениям. Следует оговорить, что вопрос о допустимом уровне дифракционных потерь при расчете линии передачи должен быть решен с учетом всех остальных видов потерь, так как при очень малых дифракционных потерях (по отношению к остальным) свойства лучевого волновода ухудшаются — теряются селективные свойства и неоправданно возрастают габариты.

2. Потери на отражение для одной линзы линзового лучевого волновода равны
<img border=«0» width=«104» height=«21» src=«ref-1_1497908001-215.coolpic» v:shapes="_x0000_i1044">Дб, (3.5)
где Г — коэффициент отражения по мощности.

3. Тепловые потери в линзе определяются в первую очередь величиной тангенса угла потерь tg<img border=«0» width=«15» height=«19» src=«ref-1_1497908216-89.coolpic» v:shapes="_x0000_i1045"> исходного диэлектрика и его толщиной. Поскольку линза неравномерна по толщине, то поглощение в ней зависит еще и от распределения поля.

Величина тепловых потерь на одиночной линзе для волн ТЕМmn определяется следующим выражением:
<img border=«0» width=«349» height=«53» src=«ref-1_1497908305-835.coolpic» v:shapes="_x0000_i1046">Дб, (3.6)
где D0—максимальная толщина линзы.

4. Потери в среде всегда должны учитываться при построении субмиллиметровых линий передачи. Средой, в которой происходит распространение радиоволн при использовании квазиоптических методов, является, как правило, атмосферный воздух. Известно, что для волн с частотой ниже 1 Ггц атмосфера является практически прозрачной. Ослабление энергии весьма мало даже при большой протяженности линии передачи. На более высоких частотах сказываются два фактора:

— поглощение и рассеивание радиоволн на сосредоточенных объектах, присутствующих в воздухе;

— резонансное поглощение в атмосферных газах и парах воды.

5. Потери на возбуждение возникают в том случае, когда амплитудное и фазовое распределение волны, поступающей на вход лучевого волновода, отличается от распределения рабочей волны (первой собственной волны). Действительно, возбуждающее поле может быть разложено в ряд по собственным волнам регулярного лучевого волновода. Коэффициенты разложения будут представлять собой амплитуды возбуждаемых волн. Поскольку волны высших порядков при распространении в линии быстро затухают, энергия, затраченная на их возбуждение, теряется впустую.




4. Элементы трактов субмиллиметрового диапазона
В связи с изобретением и широким применением на практике лучевых волноводов возникла необходимость в разработке вспомогательных устройств, позволяющих управлять канализируемой энергией электромагнитных волн. В СВЧ диапазоне используются различные волноводные элементы: тройники, двойные тройники, направленные ответвители, аттенюаторы, делители мощности, согласованные поглощающие нагрузки, различного вида согласующие устройства и т. д.

Как и в обычных металлических волноводных линиях, связь генератора или передающей квазиоптической линии с измерительными приборами различного назначения осуществляется с помощью направленного ответвителя. Основное назначение этого устройства — ответвить некоторую часть энергии электромагнитных колебаний, проходящей по линии передачи в прямом или обратном направлении. Кроме этого он может использоваться как постоянный или переменный аттенюатор при измерении больших уровней энергии, в измерителях проходящей мощности, измерителях коэффициента стоячей волны, для связи индикаторов или спектральных приборов, контролирующих работу линии при настройке, и т. д.
4.1 Направленные ответвители
Рассмотрим различные варианты построения направленных ответвителей.

Если электромагнитная волна падает под углом 45° на проволочную решетку или диэлектрическую пластину, то ее энергия делится на две части: одна часть проходит прямо, а другая отражается под прямым углом к направлению пришедшей волны. Величина ответвленной энергии зависит от коэффициентов пропускания и отражения полупрозрачной пластины. В случае применения проволочной решетки коэффициент отражения зависит от густоты расположения проволок, точнее от отношения шага к длине волны облучающего сигнала. По мере укорочения длины волны или при увеличениишага решетки коэффициент отражения уменьшается.

Заметим, что коэффициент отражения делителя с решеткой зависит от поляризации волны. Благодаря этому имеется возможность изменять величину отражения. Если угол между направлением вектора Е и проволочками равен <img border=«0» width=«15» height=«18» src=«ref-1_1497909140-96.coolpic» v:shapes="_x0000_i1047">, то коэффициент отражения
г' = г sin<img border=«0» width=«15» height=«18» src=«ref-1_1497909140-96.coolpic» v:shapes="_x0000_i1048">. (4.1)
Коэффициент отражения тонкой диэлектрической пластинки, как известно, определяется величиной диэлектрической проницаемости <img border=«0» width=«14» height=«15» src=«ref-1_1497909332-85.coolpic» v:shapes="_x0000_i1049"> материала. Для пластины, расположенной под углом 45° к направлению распространения электромагнитной волны, он может быть найден из соотношения:
<img border=«0» width=«113» height=«48» src=«ref-1_1497909417-325.coolpic» v:shapes="_x0000_i1050">. (4.2)
Если один диэлектрик расположен вблизи другого, как, например, в случае двух призм, то, как было замечено Бозе, происходит переход энергии из одной призмы в другую. Изменяя расстояние между призмами, можно получить отношение переданной и отраженной энергии электромагнитной волны от нуля до очень большой величины.

Квазиоптический призменный направленный ответвитель характеризуется теми же параметрами, что и волноводный: переходным затуханием, направленностью и диапазоном рабочих частот.

Направленность ответвителя характеризует отношение мощностей электромагнитных волн, распространяющихся в побочном плече в противоположных направлениях при бегущей волне в основной линии. Эта величина выражается в децибелах и может быть найдена как:
<img border=«0» width=«84» height=«48» src=«ref-1_1497909742-268.coolpic» v:shapes="_x0000_i1051">. (4.3)
Направленность квазиоптического ответвителя зависит от толщины воздушного зазора между призмами и рабочей частоты. Она может изменяться в широких пределах.

Рабочий диапазон призменного устройства весьма широк. С увеличением частоты он ограничивается допусками на обработку поверхности призм и требованиями к механизму перемещения. Ограничение со стороны длинных волн обычно обусловлено конструктивными элементами. Действительно, при увеличении длины волны сигнала, с одной стороны, оказывается необходимым увеличить размеры призм из-за расширения волнового пучка, с другой стороны, для достижения тех же характеристик потребуется увеличить воздушный зазор между призмами, а механизм перемещения имеет ограниченные возможности.
    продолжение
--PAGE_BREAK--4.2 Аттенюаторы
Зависимость ответвляемой мощности от величины воздушного зазора призменного направленного ответвителя может быть также использована при конструировании аттенюаторов для квазиоптических линий передачи. Как известно, аттенюаторы используются для уменьшения мощности, поступающей от источника колебаний к нагрузке или развязки сверхвысокочастотных цепей между собой для уменьшения их взаимного влияния. Степень уменьшения мощности или затухание аттенюаторов выражается в децибелах:




<img border=«0» width=«87» height=«48» src=«ref-1_1497910010-275.coolpic» v:shapes="_x0000_i1052">, (4.4)
т. е. определяется отношением мощности колебаний на выходе устройства (P1/) к мощности приходящего сигнала (P1).

Если аттенюатор используется совместно с измерителем малой мощности, то поступающая к нему мощность связана с измеренной следующим образом:
Р1=Р1/*100,1В
В субмиллиметровых квазиоптических линиях передачи наибольшее распространение нашли призменные, поляризационные и поглощающие аттенюаторы. Причем призменные устройства в известной степени являются аналогами предельных аттенюаторов сантиметрового диапазона радиоволн.

Для ослабления сигнала в квазиоптической линии передачи может быть использован поляризационный аттенюатор. В основу конструкции устройства положена зависимость уровня сигнала, прошедшего через проволочную или ленточную решетку, от угла, образованного направлением вектора электрического поля Е и лентами или проволоками.
<img border=«0» width=«194» height=«139» src=«ref-1_1497910285-7340.coolpic» alt=«Scan0004» v:shapes=«Рисунок_x0020_29»>

Рис. 4.1. Схема решетчатого аттенюатора
Из теории дифракционных решеток известно, что если плоская электромагнитная волна падает на решетку нормально к ее поверхности, то происходит искажение конфигурации поля, характеризующееся отраженной волной (коэффициент отражения а0) и прошедшей волной (коэффициент прохождения Ь0).

Для поляризационного квазиоптического аттенюатора обычно используются густые проволочные или ленточные решетки, у которых период связан с длиной волны облучающего поля неравенством
L<<<img border=«0» width=«15» height=«25» src=«ref-1_1497917625-177.coolpic» v:shapes="_x0000_i1054">
<img border=«0» width=«269» height=«183» src=«ref-1_1497917802-9597.coolpic» alt=«Scan0005» v:shapes=«Рисунок_x0020_31»>

Рис. 4.2 Схема поляризационного аттенюатора с двумя дифракционными решетками
Существенным недостатком поляризационного аттенюатора на одной решетке является то, что он сам изменяет поляризацию сигнала. Это во многих случаях практики недопустимо. Поэтому была предложена система из двух решеток, свободная от указанного недостатка.

На рис. 4.2 показано взаимное расположение двух решеток. Причем одна из них может быть повернута на произвольный угол qотносительно другой. Неподвижная (внешняя по отношению к падающей волне) решетка предназначена для восстановления первоначальной поляризации сигнала, т. е. для того, чтобы исключить влияние решетчатого аттенюатора на вид поляризации электромагнитной волны, распространяющейся по тракту.

Обычно для решеток аттенюатора выполняется условие l<<<img border=«0» width=«15» height=«25» src=«ref-1_1497917625-177.coolpic» v:shapes="_x0000_i1056">. Для случая взаимного расположения решеток, показанного на рис. 4.2, составляющая падающего поля Ех полностью пройдет через неподвижную решетку, а составляющая Еу, возникающая после прохождения через подвижную решетку, отразится и не пройдет дальше неподвижной решетки.

Затухание двухрешетчатого аттенюатора подсчитывает-ся по формуле:
<img border=«0» width=«254» height=«49» src=«ref-1_1497927576-612.coolpic» v:shapes="_x0000_i1057">Дб. (4.5)
4.3 Модуляторы
Используемые в диапазоне субмиллиметровых волн генераторные лампы не дают возможности осуществлять амплитудную модуляцию сигнала без сколько-нибудь заметных смещений частоты. Здесь практически приемлемой становится лишь амплитудная модуляция в линии передачи, основанная на активном поглощении части энергии без заметного отражения в источник излучения, так как последнее также может привести к неустойчивости частоты генератора.

Полупроводники, проводимость которых может электрическим путем меняться во много раз, позволяют создать активные модуляторы для линий передачи всех диапазонов длин волн начиная от метровых и кончая коротковолновым участком инфракрасного спектра. Основные конструктивные особенности модуляторов в соответствующем диапазоне частот в значительной степени определяются механизмом взаимодействия электромагнитных волн с полупроводниковым материалом и способом канализации энергии.

Поскольку с укорочением длины волны начинают сказываться явления, которые не проявлялись заметно на более низких частотах (дисперсия показателя преломления и показателя поглощения ряда веществ, увеличение потерь и др.), то в субмиллиметровом диапазоне для решения необходимых практических задач требуются совершенно новые методы и технические приемы. В частности, имеется тенденция решать практические и исследовательские задачи в субмиллиметровом диапазоне методами, принятыми в оптике. Управление энергией в этом диапазоне также целесообразно осуществлять, используя некоторые оптические свойства полупроводников, связанные с поглощением фотонов малой энергии.

Практически это можно осуществить, располагая на пути пучка электромагнитной энергии некоторый объем полупроводника, оптическая плотность которого может меняться вследствие изменения концентрации или подвижности свободных носителей тока. При этом используются процессы, совершающиеся в объеме тел, а не в очень малых по сравнению с длиной волны областях (как, например, в точечном диоде).

Наиболее простой метод изменения концентрации свободных носителей тока — это инжекция неосновных носителей с помощью р-п перехода. В этом случае модулятор представляет собой полупроводниковую пластинку, на одном конце которой имеется р -п переход, а на другом — неинжектирующий эксклюзионный п-п+ или р-р+ переход («омический контакт»). Пластинка располагается поперек сфокусированного пучка энергии в лучевом волноводе, заполняя все его сечение, причем контакты находятся за пределами электромагнитного поля. При пропускании тока через такой диод изменяются концентрация носителей тока в объеме вследствие инжекции неосновных носителей тока из р-п перехода при этом изменяется' и прозрачность слоя по отношению к электромагнитной энергии. Так может быть осуществлена модуляция энергии в лучевом волноводе.

Плоский слой вещества с управляемой концентрацией носителей тока обладает свойствами, интересными с точки зрения применения их для управления электромагнитным излучением. Отраженная от слоя и прошедшая сквозь слой энергия, а также коэффициент модуляции прошедшей энергии являются осциллирующими функциями относительной толщины слоя

<img border=«0» width=«87» height=«32» src=«ref-1_1497928188-461.coolpic» v:shapes="_x0000_i1058">
(d—толщина слоя, <img border=«0» width=«15» height=«25» src=«ref-1_1497917625-177.coolpic» v:shapes="_x0000_i1059">  — длина волны электромагнитного излучения, <img border=«0» width=«14» height=«20» src=«ref-1_1497928826-162.coolpic» v:shapes="_x0000_i1060">  — диэлектрическая проницаемость полупроводника). При этом возможен ряд вариантов.

Когда толщина слоя кратна половине длины волны в нем, коэффициент отражения, начальные потери и скачок фазы отраженной волны минимальны и слабо растут с увеличением проводимости слоя; коэффициент модуляции прошедшей волны максимален (т = 80 — 90%).

Если толщина слоя полупроводника кратна четверти длины волны в нем, то коэффициент отражения и начальные потери максимальны, скачок фазы отраженной волны мал (несколько градусов), коэффициент модуляции минимален.

Широкополосность модуляторов можно увеличить применением, например, антиотражающих покрытий или такой ориентировкой образца, при которой коэффициент отражения вертикально-поляризованной волны минимален. В качестве согласующих материалов используются кварц, полиэтилен, слюда.




5. Измерение частоты и мощности в субмиллиметровом диапазоне
5.1 Измерение частоты и длины волны
Частота или длина волны колебаний субмиллиметрового диапазона является одной из основных характеристик, подлежащих определению при аттестации генераторов и приемников, диагностике плазмы и изучении свойств различных веществ как твердых, так и газообразных. Особенно важно знать точное значение частоты или длины волны колебаний при спектроскопических исследованиях.

Развитие радиотехники миллиметрового диапазона радиоволн, освоение нового, более коротковолнового субмиллиметрового диапазона потребовало разработки специальных приборов для измерений частоты и длины волны. Принципиально возможны два пути решения этой задачи: использование хорошо известных радиотехнических методов частотных измерений и не менее хорошо разработанных оптических методов измерений длины волны с помощью различных оптических резонаторов (интерферометров) и дифрактометров. Кроме этого, возможны гибридные системы, использующие как радиотехнические, так и оптические методы измерений.

В свободном пространстве скорость движения волны v равна скорости света с. При распространении радиоволн в различных средах и линиях передачи их фазовая скорость отличается от скорости света. Фазовая скорость, или фазовая длина волны в волноводах, зависит от их формы и геометрических размеров. Итак, при постоянной частоте колебаний f их фазовая скорость и длина волны не являются постоянными величинами при распространении в различных средах и линиях передачи. В то же время частота колебаний не зависит от условий распространения электромагнитной энергии и является постоянным параметром, характеризующим электромагнитное колебание.

В практике измерений на СВЧ удобно пользоваться термином «длина волны», так как геометрические размеры колебательных систем соизмеримы с длиной волны. Благодаря этому имеется возможность во многих случаях свести измерение длины волны колебаний к измерению линейных или угловых перемещений рабочих элементов. Для более точных измерений используется метод сравнения частот эталонов того или иного типа или их гармоник с частотой неизвестного колебания.

Рассмотрим теперь конкретные примеры построения волномеров и частотомеров субмиллиметрового диапазона радиоволн.
5.1.1 Волномеры с объемными резонаторами

В сантиметровом и миллиметровом диапазонах радиоволн, особенно в длинноволновом его участке, широкое распространение получили волномеры, использующие резонансные явления в отрезках коаксиальной линии или в круглых и прямоугольных волноводах.

Для иллюстрации на рис. 5.1 приведены их упрощенные схемы. С помощью подвижного поршня 2 изменяется длина камеры l, т. е. ее резонансный объем. Связь с линией передачи осуществляется через отверстия связи 3. Момент резонанса фиксируется по показаниям индикаторного прибора (микроамперметра), включенного в цепи детектора. В зависимости от схемы включения волномера микроамперметр в момент резонанса покажет либо минимум тока (рис. 5.1, а и в), либо максимум (рис. 5.1, б). В этом случае длина резонатора будет кратна целому числу полуволн, т. е.
<img border=«0» width=«56» height=«41» src=«ref-1_1497928988-185.coolpic» v:shapes="_x0000_i1061"> (5.1)
где <img border=«0» width=«20» height=«23» src=«ref-1_1497929173-106.coolpic» v:shapes="_x0000_i1062"> — длина волны в волноводе; п — целое положительное число.

Продолжая движение поршня в сторону укорочения или удлинения линии, добиваются повторных резонансов. Разность отсчетов положения поршня между двумя соседними резонансами равна половине длины волны в волноводе.
<img border=«0» width=«209» height=«211» src=«ref-1_1497929279-11242.coolpic» alt=«Scan0006» v:shapes=«Рисунок_x0020_39»>

Рис. 5.1 Объемные резонаторы: круглого сечения (а); прямоугольного сечения (б); коаксиальный (в); 1 — резонансный объем; 2 — подвижный поршень; 3 – элемент связи
Точность волномеров может быть повышена, если отсчет длины волны осуществляется не по двум соседним резонансам, а через несколько полуволн. Обычно погрешность измерений лежит в пределах 0,5 — 0,1 %.

Погрешность волномеров в основном определяется технологическими допусками на изготовление камеры резонатора, температурной зависимостью размеров камеры, ошибками при настройке в резонанс, а также погрешностью отсчетной и микрометрической систем.
5.1.2 Резонансные волномеры с плоскими оптическими зеркалами

При конструировании волномеров на базе открытого резонатора с плоскими зеркалами любого вида приходится выбирать его размеры исходя из необходимой разрешающей способности по частоте, связанной в свою очередь с заданной точностью измерений при минимальном числе ложных резонансов. Обычно разрешающаяся способность по частоте минимум в 2 — 3 раза выше абсолютного значения ошибки измерения частоты колебаний.

Элементами связи в волномерах с открытыми резонаторами могут быть открытый конец волновода, щель на конце или в стенке волновода, круглое отверстие и т. д. В большинстве волномеров применяют круглые зеркала, а элемент связи располагают в центре. Чистота обработки поверхности зеркал не ниже 10—12 класса. Обычно зеркала изготовляют из латуни, а на рабочую поверхность после окончательной полировки наносят слой серебра или золота путем вакуумного распыления. В этом случае не требуется дополнительная полировка. После гальванического покрытия рабочую поверхность приходится вновь полировать, что весьма нежелательно. В состав волномера входит юстировочное устройство, позволяющее установить параллельность зеркал с ошибкой не более нескольких угловых секунд. При их перекосе на несколько угловых минут добротность резонатора ухудшается в десятки раз.

В субмиллиметровом диапазоне особое внимание приходится уделять повышению плавности перемещения зеркал и точности отсчета линейных перемещений. Допустимая ошибка не должна превышать для волномеров средней точности в зависимости от рабочего участка 1 — 5 мкм. Благодаря этому плавность хода существенно увеличилась, а плотность настройки уменьшилась. Погрешность измерений таким волномером ±0,3% и определяется в основном погрешностью механизма перемещения зеркала. Добротность резонатора достигает 30 000.

Чтобы резко уменьшить потери на излучение и сократить число возможных видов колебаний, в резонатор вводят круглый диэлектрический волновод с малыми потерями. Диаметр его выбирается таким, чтобы основная доля энергии распространялась над поверхностью диэлектрического стержня, что соответствует слабозамедленной волне.
5.1.3 Резонансные волномеры с выпуклыми зеркалами

На рис. 5.2 изображены три наиболее распространенные в измерительной технике схемы открытых резонаторов со сферическим профилем зеркал. Проходная и реактивная схемы резонаторов (рис. 5.2, а, б) различаются только способом вывода энергии из резонатора. В первом случае при наступлении резонанса сигнал на выходе достигает максимальной величины, во втором — при резонансе регистрируется резкое уменьшение коэффициента отражения от элемента связи в раскрыве активного зеркала.

Вследствие фокусирующего действия зеркал резонансная длина волны колебаний между зеркалами отличается от длины волны колебаний в свободном пространстве l. Волномеры, в которых использованы открытые резонаторы со сферическими зеркалами, показывают завышенное значение длины волны. В рабочем интервале перемещений зеркал оно не превышает 10-3 и для волномеров средней точности, имеющих суммарную погрешность (2- 5) • 10-3, может не учитываться, так как ошибка имеет систематический характер. Однако ее всегда можно исключить
<img border=«0» width=«148» height=«111» src=«ref-1_1497940521-2718.coolpic» alt=«Scan0001» v:shapes=«Рисунок_x0020_40»> <img border=«0» width=«143» height=«78» src=«ref-1_1497943239-1799.coolpic» alt=«Scan0002» v:shapes=«Рисунок_x0020_41»><img border=«0» width=«143» height=«93» src=«ref-1_1497945038-2512.coolpic» alt=«Scan0003» v:shapes=«Рисунок_x0020_42»>

Рис. 5.2 Схемы открытых резонаторов со сферическими зеркалами:

а — проходная схема с двумя сферическими зеркалами; б — «реактивная» схема с двумя сферическими зеркалами; в —«реактивная» схема с плоским и сферическим зеркалами.
Существуют конструкции волномеров средней точности с двумя или одним сферическим зеркалом, которые благодаря наличию встроенного проходного детектора удобно использовать для анализа частотных характеристик генераторов в диапазоне длин волн от 2,5 до <metricconverter productid=«0,4 мм» w:st=«on»>0,4 мм.

Исследования показали, что наиболее удобным элементарным возбудителем для резонаторов со сферическими зеркалами является щелевой возбудитель, образованный плавным сужением волновода, рассчитанного на волну Н01, в щель по широкой стенке.

Особое внимание при конструировании волномеров субмиллиметрового диапазона уделяется выбору размеров резонатора и элементов связи, при которых резонатор имеет максимальную добротность и приемлемый коэффициент передачи для основного вида колебаний по отношению к колебаниям нежелательных видов.
5.1.4 Гетеродинные частотомеры

Точное измерение частоты в коротковолновой части миллиметрового и в субмиллиметровом диапазоне связано со значительными техническими трудностями. В настоящем параграфе основное внимание уделено рассмотрению отдельных элементов гетеродинных частотомеров, предназначенных для работы в указанных диапазонах, которые разработаны на кафедре радиоизмерений Харьковского Государственного университета. Пока они могут использоваться главным образом в лабораторных условиях. Измерение частоты основано на сравнении измеряемой частоты с частотой одной из гармоник перестраиваемого калибруемого генератора, которые регистрируются осциллографическим индикатором. Другие способы индикации, например, по нулевым биениям, на миллиметровых и субмиллиметровых волнах применить весьма трудно. В то же время осциллографический метод индикации приводит к противоречивым требованиям в отношении полосы обзора, точности измерения частоты и чувствительности прибора.

Чувствительность частотомера определяется минимальной величиной мощности на входе прибора, при которой обеспечивается измерение частоты с определенной погрешностью в любой точке диапазона. Чувствительность гетеродинных частотомеров миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов сильно зависит от частоты измеряемого сигнала (т. е. от используемого номера гармоники плавного гетеродина) и может колебаться от долей до десятков микроватт. Под рабочим диапазоном частотомера понимается интервал частот, перекрываемый прибором ступенями или плавно, в пределах которого обеспечивается необходимая точность замеров, а полоса обзора — специфический параметр, присущий лишь измерителям с панорамным индикатором. Полоса обзора зависит от масштаба частотной развертки и полностью им определяется. Она равна полосе одновременно просматриваемых частот, в пределах которой ведется измерение.

В состав гетеродинных частотомеров входят следующие основные элементы (рис. 5.3): блок формирования калибрационных меток 10 и 1 Ггц, гетеродин высокочастотного тракта с выносной смесительной головкой, двухканальное приемно-усилительное устройство, осциллографический индикатор, источник питания.
<img border=«0» width=«256» height=«136» src=«ref-1_1497947550-6161.coolpic» alt=«Scan0004» v:shapes=«Рисунок_x0020_43»>

Рис. 5.3. Блок-схема гетеродинного частотомера:
1 — выносной смеситель сигнального канала; 2 — гетеродин двухканальное приемное устройство; 4 — смеситель калибрационного канала; 5 — кварцевый калибратор; 5 — видеоусилитель; 7 — осциллографический индикатор; 8 — генератор развертки; 9 — генератор пилообразного напряжения модуляции гетеродина; 10 — блок формирования подвижной сетки калибрационных частот.
5.1.5 Интерференционный метод измерения длины волны

Ранее уже было отмечено, что применению металлических волноводов в диапазоне субмиллиметровых волн препятствуют сложность их изготовления из-за малых размеров и чрезмерно большие погонные затухания. Это обусловило развитие теории и практики лучевых квазиоптических волноводов различного типа. Одновременно изменились конструкции оптических резонаторов (интерферометров) и дифрактометров, которые применялись в оптическом и миллиметровом диапазонах для быстрого изменения длины волны сигналов.

При повышении частоты сигналов, генерируемых радиотехническими методами, их свойства все более приближаются к свойствам излучений оптического диапазона. Поэтому вполне естествен возникший вновь интерес к оптическим методам измерений в диапазоне субмиллиметровых волн. Одним из них является интерференционный метод, сущность которого заключается в следующем. При сложении двух колебаний
Asin(wt — bx)

иAsin(wt — bx +bx0)
одинаковых по амплитуде и частоте, результирующие колебание
2Asin(wt — bx +bx0)cos(bx0/2)
будет иметь амплитуду 2Acos(bx0/2).

Максимум амплитуды этого результирующего сигнала имеет место всякий раз, когда аргумент
bx0/2=kp,
а минимум амплитуды отмечается при
bx0/2=(2k + 1)*p/2.
Здесь k — целое произвольное число, включая нуль. Иными словами, колебания к приемнику приходят по двум путям разной длины. Для максимума сигнала разность хода волн определяется из соотношения x0=kl, а при минимуме из x0=(2k + 1)*l/2.

Таким образом, для получения двух соседних максимумов или минимумов необходимо изменить разность хода двух волн на одну длину волны. Если в миллиметровом диапазоне интерферирующие лучи можно пропустить внутри металлического волновода, то в субмиллиметровом диапазоне интерферометры, или оптические резонаторы, работают в квазиоптических волноводных линиях передачи и практически повторяют классические устройства оптического диапазона.
5.1.6 Дифракционный метод измерения длины волны

Рассматривая оптические методы измерения длины волны в диапазоне субмиллиметровых волн, следует остановиться на использовании здесь явления дифракции на различных телах.

В оптическом диапазоне дифракционные спектрометры широко применяются при построении различных спектральных приборов, измеряющих как длину волны сигнала, так и распределение энергии по различным составляющим. В силу того, что свойства излучения субмиллиметрового диапазона близки к свойствам световых колебаний, естественно было применить уже известные принципы и схемные решения для измерений длины волн. Оказалось возможным создать дифракционные решетки, имеющие разрешающую способность, близкую к разрешающей способности интерферометров Фабри-Перо.

Рассмотрим основные дифракционные волномеры, описания которых появились в литературе в различное время.






<img border=«0» width=«233» height=«168» src=«ref-1_1497953711-7613.coolpic» alt=«Scan0005» v:shapes=«Рисунок_x0020_44»>

Рис. 5.4 Блок-схема дифрактометра с поворотной проволочной или ленточной решеткой:

1 — лучевой волновод; 2 — дифракционная решетка; 3 — фокусирующая линза; 4 — гидеодетектор; 5 — видеоусилитель с индикатором; 5 — механизм отсчета углового положения решетки и приемника; 7 — индикаторный прибор.
На рис. 5.4 изображена блок-схема прибора с проволочной или ленточной дифракционной решеткой. Исследуемый сигнал с помощью квазиоптической линии передачи 1 подводится к поверхности дифракционной решетки 2, расположенной по отношению к оси волнового пучка под произвольным известным углом 8. После прохождения через решетку сигнал оказывается разложенным на несколько составляющих, соответствующих дифракционным спектрам различного порядка. Поворачивая вокруг оси решетки приемное устройство 3, определяются углы, под которыми имеют место дифракционные максимумы. Для четкой индикации принятый сигнал усиливается и индицируется либо стрелочным прибором, либо самописцем. В последнем случае поворот приемного устройства вокруг решетки и запись на ленте должны быть жестко синхронизированы между собой. Направления прихода энергии к решетке и приема дифрагированного поля связаны между собой следующим соотношением:
<img border=«0» width=«132» height=«41» src=«ref-1_1497961324-317.coolpic» v:shapes="_x0000_i1069"> (5.2)




где р — период решетки; qi — угол между направлением падения излучения на решетку и нормалью к ее плоскости; q— угол между нормалью к поверхности решетки и направлением приема; п — номер порядка дифракционного спектра.

На рис. 5.5 приведена блок-схема дифрактометра с отражающей ступенчатой дифракционной решеткой. Обозначения на схеме аналогичны рис. 5.4 При произвольном положении отражающей решетки по отношению к падающему излучению находят положение дифракционного максимума n-го порядка и по формуле находят длину волны сигнала.

Интенсивность отраженного сигнала в n-й максимум сильно зависит от наклона ступенек, т. е. электрической глубины канавок и угла наблюдения при постоянном отношении периода решеток к длине волны.
<img border=«0» width=«201» height=«128» src=«ref-1_1497961641-4986.coolpic» alt=«Scan0006» v:shapes=«Рисунок_x0020_46»>

Рис. 5.5 Блок-схема дифрактометра с отражающей поворотной решеткой (обозначения те же, что и на рис. 5.4).
Схему дифрактометра с произвольным падением сигнала на решетку можно несколько изменить, использовав для измерения длины волны явление, заключающееся в том, что при повороте решетки дифракционный максимум приближается к поверхности решетки и, наконец, превращается в неизлучающую поверхностную волну. Момент этого перехода фиксируется достаточно четко для любых решеток. На рис. 5.6 изображена блок-схема измерительной установки, использующей этот принцип. При измерении длины волны приемное устройство регистрирует момент возникновения интенсивной поверхностной волны, соответствующей определенному углу падения облучающего сигнала но отношению к нормали. Расчетная формула упрощается и имеет вид
<img border=«0» width=«104» height=«41» src=«ref-1_1497966627-267.coolpic» v:shapes="_x0000_i1071"> (5.3)
Благодаря тому, что угловые интервалы могут отсчитываться с высокой точностью, погрешность измерений длины волны с помощью поворотных дифрактометров может быть доведена в субмиллиметровом диапазоне до величины ±10-4. Общим недостатком рассмотренных дифрактометров является низкая разрешающая способность по частоте, которая к тому же зависит от угла поворота решетки.
<img border=«0» width=«197» height=«143» src=«ref-1_1497966894-5394.coolpic» alt=«Scan0007» v:shapes=«Рисунок_x0020_48»>

Рис. 5.6 Блок-схема дифрактометра с поворотной решеткой, использующего режим скольжения дифрагированного поля вдоль решетки.

1 — лучевой волновод; 2 — решетка; 3 — приемное устройство; 4 — видеодетектор; 5 — индикатор; 6 — механизм отсчета углового положения.
Значительно более высокой разрешающей способностью обладает дифрактометр с отражающей ступенчатой решеткой, работающей при нормальном падении волны по отношению к одной из граней канавки.
    продолжение
--PAGE_BREAK--5.2 Измерение мощности
В отличие от измерителей мощности сантиметрового и длинноволновой части миллиметрового диапазонов, к приборам, измеряющим мощность в субмиллиметровом диапазоне, предъявляется ряд специфических требований. Основное требование — независимость показаний измерителей от распределения всей мощности по многим видам колебаний в волноводах повышенного сечения или квазиоптических линиях. Для поглощения мощности чаще следует применять нагрузки конусообразной формы, распространенные в приборах оптического диапазона.

В субмиллиметровом диапазоне длин волн приходится измерять в основном малые уровни мощности, что обусловливает довольно высокие требования к чувствительности приборов, которая должна составлять единицы микроватт.

Источники колебаний субмиллиметрового диапазона являются широкополосными. Следовательно, измерители мощности должны работать во всей требуемой полосе частот.

По принципу действия измерители мощности могут быть поглощающего типа, когда вся высокочастотная мощность рассеивается на приемном элементе измерителя, и проходящего типа, когда почти вся СВЧ энергия проходит в нагрузку, а незначительная ее часть используется для измерений. Применяя калиброванные ответвители, можно с помощью приборов поглощающего типа измерять проходящую мощность.

По уровням измеряемой высокочастотной мощности приборы делятся на измерители малых уровней — от сотен милливатт и менее, средних уровней — от сотен милливатт до десятков ватт и больших уровней — от десятков ватт и выше.

В технике субмиллиметровых волн измерители мощности могут предназначаться для измерений мощности непрерывных колебаний, средней мощности амплитудно-модулированных и импульсно-модулированных колебаний и мощности в импульсе. При работе с генераторами импульсно-модулированных колебаний необходимо, чтобы приемные элементы измерителей мощности выдерживали большие значения пиковой мощности, т. е. имели высокую электрическую прочность.

Мощность в импульсе обычно определяется по среднему значению импульсно-модулированной мощности, параметрам импульса и частоте их повторения.

Измерение мощности колебаний субмиллиметрового диапазона может быть произведено приборами, основанными на тепловом и пондеромоторном действиях высокочастотной энергии. В первом из этих способов измерения используется закон сохранения СВЧ энергии при превращении ее в тепловую, которая измеряется калориметрическими методами, во втором — механическое давление энергии электромагнитной волны на вещества, находящиеся на пути ее распространения.

Использовать эффект Холла, излучение черного тела, фотометрический и другие методы в субмиллиметровом диапазоне затруднительно из-за малых поперечных размеров устройств или особенностей излучения.

Большое затухание СВЧ энергии в волноводах основного сечения и малые поперечные размеры волноводов, а также то, что эти размеры необходимо выдерживать с высокой точностью, делают практически невозможным использование в измерителях мощности термисторов и нитяных болометров, которые так широко распространены в более длинноволновых диапазонах.

Далее кратко рассмотрим основные измерители мощности, применяемые на практике.
5.2.1 Калориметрические измерения

Небольшие размеры волноводных элементов субмиллиметровых волн позволяют создать калориметрические измерители мощности с высокой чувствительностью и небольшим временем измерения. Такие измерители позволяют измерять малые уровни мощности — от единиц микроватт до сотен милливатт — и часто являются легкими компактными приборами, простыми и надежными в работе.

Широкое распространение получили калориметры переменной температуры, балансные, постоянной температуры и проточные.

В волноводных калориметрах следует вводить поправку на высокочастотные потери мощности в стенках подводящего волновода. Следует также учитывать шероховатость поверхности волновода, которая увеличивает затухание, т. е. отношение действительного периметра волновода к его номинальному значению.

В зависимости от способов получения волноводов коэффициент шероховатости может изменяться в пределах от 1,05 до 1,25. Одноволновые металлические волноводы ввиду значительного увеличения затухания практически применяются только на волнах не короче <metricconverter productid=«1,5 мм» w:st=«on»>1,5 мм. В более коротковолновой части используются металлические волноводы повышенного сечения, в которых может распространяться большое число видов колебаний. Затухание волноводов повышенного сечения значительно меньше, но оно может изменяться в зависимости от состава распространяющихся видов колебаний.

Калориметры переменной температуры и термобалансные калориметры

В калориметрах переменной температуры СВЧ мощность поглощается в нагрузке и повышение температуры нагрузки регистрируется одним из известных способов. В качестве поглощающей нагрузки могут быть использованы твердые диэлектрики с большими потерями или металлические пленки с большим сопротивлением. Для измерения повышения температуры могут быть использованы металлические и полупроводниковые термопары, термобатареи, термисторы, термометры сопротивления и другие устройства. Калибровка таких измерителей может производиться абсолютным методом по известным тепловым постоянным прибора, с помощью эталонного ваттметра или методом замещения мощностью постоянного или низкочастотного тока.

Калориметры постоянной температуры

Широкое распространение получили изотермические калориметры, в которых поглощающая нагрузка во время измерений не изменяет своей температуры. В одном случае это достигается тем, что тепловая мощность отбирается от нагрузки холодным спаем термоэлемента вследствие эффекта Пельтье. В другом случае нагрузку окружают смесью определенных веществ, находящихся в твердой и жидкой фазах, и при отборе тепловой мощности используется фазовый переход из твердой фазы в жидкую. В качестве рабочего вещества чаще всего выбирают воду и используют фазовый переход лед-вода. Кроме воды можно использовать дифенилметан, уксусную кислоту, нафталин, фенол, дифениловый эфир и другие вещества.

Основным преимуществом изотермических калориметров является почти полное отсутствие перепада температуры между калориметрическим телом и окружающей оболочкой и, следовательно, минимальная погрешность неэквивалентности тепловых потерь.

Проточные калориметры

Поглощающая нагрузка такого калориметра представляет собой специальной формы трубку из диэлектрика с малыми потерями в рабочем диапазоне длин волн, по которой с постоянным расходом течет вода. Температура водяного потока на входе нагрузки с высокой степенью точности поддерживается равной температуре волновода, в который вмонтирована нагрузка.

Контролируемая термочувствительным элементом разность температур между входным и выходным потоками воды прямо пропорциональна рассеиваемой тепловой мощности и обратно пропорциональна расходу воды. Следовательно, измеряемая мощность может быть определена по формуле:
P = vcDT,
где DT — разность температур, °С;

Р — рассеиваемая в водяном потоке мощность, Вт;

с — удельная теплоемкость воды, дж*град/г;

v — расход воды, г/сек.
5.2.2 Тепловые измерители проходящей мощности

В коротковолновой части миллиметрового и в длинноволновой части субмиллиметрового диапазонов, где еще используются прямоугольные волноводы, в которых распространяются колебания основного вида, с успехом могут быть применены тепловые измерители проходящей мощности с поглощающей стенкой.

Однако ввиду малых значений затуханий и довольно больших размеров волноводов чувствительность их низкая.
<img border=«0» width=«312» height=«94» src=«ref-1_1497972288-5182.coolpic» alt=«Scan0008» v:shapes=«Рисунок_x0020_49»>

Рис. 5.7 Волноводная секция измерителя проходящей мощности
Для очень коротких длин волн увеличивающееся затухание и малые размеры волноводов позволяют создать довольно чувствительные и широкополосные измерители проходящей мощности.

Основным элементом таких измерителей является тонкостенный участок волновода из металла с большим удельным сопротивлением (рис. 5.7), расположенным между толстостенными участками волноводов, концы которых имеют фланцы. Такая измерительная секция включается в волноводный тракт. Стенки волновода должны иметь толщину, превышающую в 3—5 раз глубину проникновения тока вследствие поверхностного эффекта на самой длинной волне, пропускаемой по волноводу, чтобы полностью отсутствовало излучение через сам волновод. Длина тонкостенного участка волновода должна составлять несколько длин волн для уменьшения погрешности показаний, обусловленной фазой коэффициента отражения нагрузки.

При прохождении по волноводу электромагнитной энергии часть мощности поглощается тонкостенным участком. Температура тонкостенного волновода при этом повышается. Повышение температуры прямо пропорционально поглощенной и проходящей мощностям и может быть зарегистрировано при помощи термопар или по изменению сопротивления тонкостенного волновода постоянному току (волноводный болометр). Во втором случае материал тонкостенного участка должен обладать большим температурным коэффициентом сопротивления. Оба эти способа позволяют осуществить абсолютную калибровку измерителей по мощности постоянного тока и экспериментально определенному коэффициенту затухания.

Рассматриваемая система практически не вносит изменений в волноводный тракт и не снижает уровня мощности, пропускаемого волноводом данного сечения. Полоса пропускания прибора определяется полосой волновода.

Распределение температуры по периметру тонкостенного волновода при рассеянии в нем высокочастотной мощности и мощности постоянного тока можно получить после решения уравнения теплопроводности. Постановка такой задачи вызывается тем, что при пропускании постоянного тока мощность его распределяется равномерно по толщине, а СВЧ мощность выделяется в тонком поверхностном слое внутри волновода. Вследствие этого можно ожидать и неравномерности распределения температуры.
5.2.3 Пондеромоторные измерители мощности

За последние годы в сантиметровом диапазоне разработаны пондеромоторные измерители мощности, использующие механическое давление электромагнитных волн на отражающие поверхности. Экспериментально наличие светового давления впервые было доказано замечательными опытами П. Н. Лебедева. И только спустя много лет этот эффект был использован для измерения мощности сверхвысоких частот. В последнее время пондеромоторные измерители находят широкое применение для измерения импульсной энергии и непрерывной мощности оптических квантовых генераторов.

В субмиллиметровом диапазоне может быть использовано явление давления электромагнитных волн на отражающую поверхность в свободном пространстве или подвижное зеркало открытого резонатора. Пондеромоторный измеритель мощности с подвижным зеркалом состоит из двух скрепленных подвижных дисков, подвешенных симметрично на вертикально растянутой проволоке, волноводного входа, оканчивающегося дисковым зеркалом с отверстием связи, и двух пластин, расположенных вблизи подвижных дисков. Один из подвижных дисков и зеркало на конце волновода образуют открытый резонатор. Неподвижные пластины совместно с подвижными дисками образуют два конденсатора, один из которых используется для индикации отклонения подвижного зеркала по изменению емкости, а другой — для калибровки.

Сила давления, действующая на подвижное зеркало открытого резонатора при расстоянии между зеркалами, равном половине длины волны, будет
<img border=«0» width=«127» height=«43» src=«ref-1_1497977470-335.coolpic» v:shapes="_x0000_i1074">, (5.3)
где Р0 — измеряемая высокочастотная мощность; с — скорость света;

Q — нагруженная добротность резонатора; F0 — сила, действующая на отражающий элемент в свободном пространстве.

Сила давления волн сместит подвижное дисковое зеркало на малую величину, при которой условия резонанса не нарушаются, и вызовет изменение емкости между неподвижной пластинкой и подвижным диском. В индикаторном контуре возбуждены колебания с частотой, несколько отличной от резонансной. Изменение емкости, входящей в контур, приводит к расстройке контура, которая регистрируется по изменению падения напряжения на нем.

В миллиметровом диапазоне с таким устройством призора получили максимальную погрешность измерений примерно ±25%. В коротковолновой части миллиметрового диапазона, где волноводные устройства позволяют измерять согласование резонатора с одноволновым волноводом я нагруженную добротность открытого резонатора, максимальная погрешность увеличиваться не будет.
5.2.4 Болометрические измерители мощности

В субмиллиметровом диапазоне длин волн использовать бусинковые термисторы и нитяные болометры для абсолютных измерений мощности практически невозможно ввиду технологических сложностей изготовления, трудностей согласования с линией передачи и определения коэффициента полезного действия головок.

Широко распространенные в технике сантиметровых волн пленочные металлические болометры могут быть использованы в многоволновых волноводах только в случаях, когда они перекрывают все поперечное сечение волновода. Измерение высокочастотной мощности пленочными болометрами основано па изменении их сопротивления при нагреве, независимо от способа нагрева. Следовательно, материал пленки должен обладать значительным температурным коэффициентом сопротивления, хорошими антикоррозийными свойствами и сохранять свои характеристики в течение продолжительного времени. Чаще всего для этих целей используют золото, платину, палладий и никель, наносимые на тонкую слюдяную подложку вакуумным распылением.

Возможность использования метода замещения при абсолютных измерениях мощности металлическими болометрами требует выполнения следующих условий:

1) толщина пленки должна быть значительно меньше глубины скинслоя в интересующем диапазоне длин волн;

2) сопротивление болометра должно быть пропорционально его абсолютной температуре;

3) повышение температуры в любой точке вдоль болометра должно быть пропорционально мощности, рассеиваемой в этой точке.

При выполнении этих условий общее изменение сопротивления болометра будет пропорционально рассеянной мощности.

Впервые металлопленочный болометр, закрывающий все поперечное сечение волновода, был применен для измерения мощности многих видов колебаний в <metricconverter productid=«10 см» w:st=«on»>10 см диапазоне длин волн. Поперечная пленка поглощала только часть проходящей мощности многих видов колебаний, остальная часть поступала в нагрузку. В другом варианте для измерения мощности колебаний сантиметрового диапазона была использована размещенная поперек волновода проволочная решетка, изготовленная из стеклянных нитей с нанесенным проводящим поглощающим слоем или волластоновских нитей. Расстояние между проволоками выбиралось меньше четверти самой короткой длины волны, распространяющейся по волноводу. Снаружи проволочки соединялись параллельно и включались в болометрический мост.

Измерение мощности многих видов колебаний в субмиллиметровом диапазоне с помощью проволочных решеток, установленных в волноводе, затруднительно из-за малого периода решетки и необходимости иметь две решетки, чтобы болометр реагировал на перпендикулярную и параллельную поляризации электромагнитного поля. Наиболее удобными являются пленочные металлические болометры, расположенные для лучшего согласования под углом к оси волновода (рис. 5.8).
<img border=«0» width=«187» height=«44» src=«ref-1_1497977805-2584.coolpic» alt=«Scan0009» v:shapes=«Рисунок_x0020_51»>

Рис. 5.8 Пленочный болометр в многоволновом волноводе.




Если толщина пленки небольшая и пленка поглощает определенную незначительную часть падающей мощности, то болометр может служить измерителем проходящей мощности. Если сопротивление болометра имеет величину, близкую к волновому сопротивлению волновода, то вся падающая мощность будет поглощаться пленкой и устройствобудет измерять полную мощность.

Для лучшего согласования за пленкой можно разместить короткозамыкающую заглушку, тогда прошедшая мощность отразится от нее и снова попадет на пленку. Устройство с короткозамыкающей заглушкой дает более равномерное распределение поглощенной мощности по поверхности пленки.

Исследование металлопленочного болометра, установленного в волноводном сечении 1,8x3,6 мм2 и расположенного под углом к широкой стенке, показало, что коэффициент отражения по мощности в диапазоне длин волн от 5 до <metricconverter productid=«0,5 мм» w:st=«on»>0,5 мм не превышает 4%.
5.2.5 Пироэлектрические измерители мощности

Пироэлектрический эффект находит широкое применение при создании приемников теплового излучения и для регистрации малых и средних перепадов температуры. Пироэлектрический эффект заключается в возникновении электрических зарядов на поверхности кристаллических диэлектриков при их нагревании или охлаждении. Интенсивность возникновения электрических зарядов зависит от скорости изменения температуры.

Появление зарядов на поверхности пироэлектрика связано с изменением существующей внутри него самопроизвольной поляризации при нагревании кристалла. Самопроизвольная или спонтанная поляризация в пироэлектрических кристаллах является результатом наличия в кристаллах доменов, у которых дипольные моменты без внешнего электрического поля ориентируются примерно в одном направлении. В обычных условиях на поверхности кристалла не наблюдается поляризационных зарядов, так как они компенсируются свободными зарядами, оседающими на поверхность кристалла, и электрическое поле внутри образца равно нулю. При быстром изменении температуры кристалла DT его спонтанная поляризация изменится на величину DП и на поверхности появится заряд s= рDП, где р — пироэлектрическая постоянная. Если температура кристалла изменяется в другую сторону, то меняется и полярность электрических зарядов. Нагрев кристалла связан с изменением его геометрических размеров и появлением пьезоэлектрических зарядов, которые суммируются с пироэлектрическими. Пироэлектрические кристаллы входят в класс сегнетоэлектриков. Пироэлектрическим эффектом обладают кристаллы сегнетовой соли, турмалина, дигидрофосфата калия, триглицинсульфата, титаната бария, керамики титаната бария, титанат цирконат свинца и другие.

Чувствительность разработанных широкополосных тепловых индикаторов электромагнитного излучения, использующих пироэлектрический эффект, довольно высокая — такая же, как у лучших образцов болометров, работающих при комнатной температуре, и оптико-акустических приемников, но последние имеют значительно меньшую постоянную времени.

Пироэлектрические индикаторы после небольшой доработки можно использовать для измерения абсолютных значений малых уровней потоков электромагнитного излучения. Основным элементом измерителя является пироэлектрический кристалл. Падающее излучение электромагнитных волн поглощается верхним слоем и через тонкую слоистую структуру нагревает кристалл.

Нагрев кристалла приводит к изменению спонтанной поляризации, которое вызывает появление электрического заряда на обкладках конденсатора, образованного серебряными покрытиями. Если на кристалл будет падать поток излучения, модулированный прямоугольными импульсами со скважностью 1, то на обкладках конденсаторов появится переменное напряжение, амплитуда которого прямо пропорциональна поглощаемой мощности. Аналогичный сигнал можно получить рассеиванием мощности калибрацион-ного тока в подогревателе.

Если теперь в промежутки времени, когда на кристалл не подается электромагнитное излучение, через пленочный подогреватель пропускать постоянный ток, то на обкладках конденсатора появится сигнал, прямо пропорциональный разности поглощаемой электромагнитной мощности и мощности постоянного тока. При увеличении мощности постоянного тока пироэлектрический сигнал будет уменьшаться и станет равным нулю при равенстве мощностей. При дальнейшем увеличении мощности постоянного тока амплитуда пироэлектрического сигнала станет увеличиваться со сдвигом фазы на 180°. Таким образом, при равенстве поглощенной пиковой мощности и пиковой мощности калибрационного тока не будет происходить изменения температуры кристалла и пироэлектрический сигнал будет равным нулю. Нулевой сигнал компенсации можно использовать для определения значения поглощаемой электромагнитной мощности.

Такой метод определения величины измеряемой мощности исключает ошибки, обусловленные нелинейностью характеристик кристалла, изменениями окружающей температуры, нестабильностью коэффициента усиления усилителя и различием времени открытого и закрытого состояний механического модулятора. Эксперименты показали, что такое устройство может работать с частотой модуляции до 20 Гц.

Основными источниками полной погрешности пироэлектрических измерителей мощности являются ошибки определения мощности постоянного тока, степени поглощения покрытия во всем интересующем диапазоне длин волн, ошибки компенсации нулевого сигнала и систематическая погрешность, обусловленная неэквивалентностью действия на кристалл высокочастотной мощности и мощности постоянного тока.




6. Распространение и применение радиотехнических систем миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов волн
В последние двадцать лет выполнялись фундаментальные научно-исследовательские работы по изысканию аффективных средств генерации и приема в диапазоне радиоволн от <metricconverter productid=«1 см» w:st=«on»>1 см до <metricconverter productid=«0.1 мм» w:st=«on»>0.1 мм.

Первая приемопередающая аппаратура для генерации ММ излучения на волне <metricconverter productid=«6 мм» w:st=«on»>6 мм была создана в России еще П.Н. Лебедевым в <metricconverter productid=«1894 г» w:st=«on»>1894 г. Позднее (в <metricconverter productid=«1922 г» w:st=«on»>1922 г.) А.А. Глаголевой-Аркадьевой была осуществлена генерация излучения в диапазоне 0,082...50 мм на основе применения оригинального массового излучателя. Первые теоретические и экспериментальные исследования распространения этих волн в атмосфере были проведены Ван Флеком, В. Вейсскоп-фом, Т. Роджерсом, А.Г. Аренбергом, Б.А. Введенским, М.А. Колосовым и др.

В течение долгих лет при освоении спектра ММ радиоволн в мире существовало недоверие к созданию новых перспективных радиотехнических систем для различных применений. Основной причиной подобного критического отношения к новому диапазону радиоволн было отсутствие каких-либо данных по их распространению в атмосфере. Наряду с работами по генерации, усилению СВЧ-колебаний этих волн большие усилия исследователями были предприняты по изучению основных характеристик распространения ММ и субмиллиметровых волн в атмосфере. В результате ряда теоретических и экспериментальных исследований было установлено, что в отличие от дециметровых и сантиметровых волн ММ и более короткие волны обладают частотно-селективным молекулярным поглощением, испытывают значительное ослабление в различных гидрометеорах, вследствие чет их дальность распространения оказывается существенно меньше общепринятой в диапазоне УКВ. Оказалось, что ММ-волны обладают лучшей помехоустойчивостью, крайне высоким разрешением по углу места, азимуту, дальности и скорости; они могут также обеспечивать высокую скрытность передачи при малых габаритах приемо-передающей радиоаппаратуры и антенн.

Ныне в значительной мере завершается процесс фундаментальных исследований основных характеристик этих новых диапазонов волн. Итогом многих исследований и конструкторских разработок явилось завершение поисков новых принципов генерации, усиления и преобразования СВЧ-колебаний таких волн, создание и освоение в промышленном исполнении многочисленных элементов и узлов новых приемо-передающих радиотехнических комплексов. Все это вместе взятое и положило начало массовому использованию свойств ММ и более коротких радиоволн в реальных действующих радиотехнических системах, что открывает человечеству огромный диапазон частот для многочисленных применений.
    продолжение
--PAGE_BREAK--