Реферат: Устройства электроснабжения воздушных судов пособие по изучению дисциплины и контрольные задания для студентов Vкурса специальности 131000

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ВОЗДУШНОГО ТРАНСПОРТА

ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ

ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ
«МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ГРАЖДАНСКОЙ АВИАЦИИ»
_______________________________________________________________________________________________________________________
Кафедра электротехники и авиационного электрооборудования А.А. Савелов





УСТРОЙСТВА ЭЛЕКТРОСНАБЖЕНИЯ ВОЗДУШНЫХ СУДОВ


ПОСОБИЕ

по изучению дисциплины и контрольные задания


для студентов V курса

специальности 131000

заочного обучения


^ Москва - 2004

ББК 0562

С12


Рецензент д-р техн. наук, проф. С.А. Решетов


Cавелов А.А.


С12 Устройства электроснабжения воздушных судов: Пособие по изучению дисциплины и контрольные задания. - М.: МГТУГА, 2004. – 44 с.


Данное пособие издается в соответствии с учебным планом 2001 г. для студентов V курса специальности 131000 заочного обучения.

Рассмотрено и одобрено на заседаниях кафедры 25.06.04.г. и методического совета 07.09.04.г.


Редактор И.В. Вилкова

Подписано в печать 09.12.04 г.

Печать офсетная Формат 60х84/16 2,53 уч.-изд. л.

2,55 усл.печ.л. Заказ № 1326/ Тираж 210 экз.

^ Московский государственный технический университет ГА 125993 Москва, Кронштадтский бульвар, д. 20 Редакционно-издательский отдел
125493 Москва, ул. Пулковская, д.6а


© Московский государственный

технический университет ГА, 2004



^ Учебный план дисциплины


Дисциплина “Устройства электроснабжения воздушных судов” изучается на V курсе.

Всего часов по учебному плану –70 ч.,

из них:

лекции -4 ч., лабораторные занятия –4 ч.,

самостоятельная работа – 63 ч.

Контрольная работа.

Форма контроля – зачет.


2.Цель и задачи дисциплины


2.1. Цель преподавания дисциплины


Дисциплина имеет цель дать студентам знания по теории устройств электроснабжения воздушных судов, принципам и анализу режимов работы, особенностям конструктивного исполнения , а также практические навыки эксплуатации устройств электроснабжения воздушных судов , необходимые для дальнейшего изучения и эксплуатации авиационной техники .

Дисциплина основывается на знании студентами "Электротехники", "Авиационных электрических машин", “Систем автоматического управления", "Вычислительной техники", "Элек­тро­ни­ки", “Систем электроснабжения воздушных судов”, предусматривает умение студентов пользоваться аппаратом высшей математики.


^ 2.2. Задачи изучения дисциплины

(необходимый комплекс знаний и умений)


В результате изучения дисциплины студент должен

2.2.1. Знать:

технические требования к устройствам электроснабжения воздушных судов;

принцип действия, особенности конструкции и эксплуатационные характеристики устройств электроснабжения;

состав, размещение и особенности эксплуатации устройств электроснабжения;

2.2.2. Уметь:...

проводить анализ состояния и причин отказов устройств электроснабжения;

производить настройку и регулировку устройств электроснабжения ;

оценивать соответствие устройств электроснабжения требованиям авиационных правил и ГОСТам.

2.2.3. Иметь представление:

о методах расчета электрических сетей;

о устройствах электроснабжения зарубежных воздушных судов.;

о перспективах развития устройств электроснабжения воздушных судов.


^ 2.3. Перечень дисциплин и разделов (тем), усвоение которых необходимо студентам для изучения данной дисциплины


2.3.1. Высшая математика:

дифференциальное исчисление;

комплексные числа и операции с ними;

интегральное исчисление;

дифференциальные уравнения;

преобразование Лапласа;

ряды Фурье. Преобразование Фурье.

2.3.2. Электроника:

режимы и характеристики биполярных и полевых транзисторов, тиристоров;

цифровые полупроводниковые интегральные схемы;

линейные, импульсные усилительные устройства.

2.3.3. Электротехника:

линейные, нелинейные электрические цепи постоянного тока;

цепи однофазного синусоидального переменного тока;

трехфазные электрические цепи;

переходные процессы в линейных электрических цепях.

2.3.4. Системы автоматического управления:

-уравнения типовых элементов и систем автоматического регулирования;

методы анализа статических и динамических характеристик систем автоматического управления;

оценка качества процессов регулирования;

методы анализа цифровых систем управления;

синтез оптимальных систем управления.

2.3.5 Авиационные электрические машины:

характеристики генераторов постоянного и переменного тока;

векторные диаграммы синхронного генератора;

параллельная работа синхронных генераторов;

короткое замыкание синхронного генератора.

2.3.6 Системы электроснабжения воздушных судов:

регулирование частоты тока синхронных генераторов;

регулирование напряжения авиационных генераторов;

автоматизация распределения нагрузок при параллельной работе генераторов;

системы распределения электрической энергии;

автоматизация управления каналами генерирования.

3. Литература


Основная

1.Синдеев И.М. Савелов А.А. Системы электроснабжения воздушных судов. - М.: Транспорт, 1990.

2.Брускин Д.Э., Синдеев И.М. Электроснабжение летательных аппаратов. - М.: Высшая школа, 1988.


Дополнительная


3. Савелов А.А. . Системы электроснабжения воздушных судов. Лабораторные работы. Ч.3. - М.: МГТУ ГА, 2002.

4.Савелов А.А. Системы электроснабжения воздушных судов. Лабораторные работы. Ч.4. - М.: МГТУГА, 2002.

5. Семенов Б.Ю. Силовая электроника. – М.: Солон-р, 2001.


^ 4. Содержание дисциплины


4.1. Наименования тем


Тема 01. Устройства параллельной работы генераторов переменного тока


Содержание темы. Структурная схема параллельной работы двух СГ [1, гл. 6.3].

Датчики активных и реактивных токов генераторов. Схемы включения уравнительных цепей регуляторов напряжения и частоты [1, гл. 6.4, 6.5]. Блок управления параллельной работой БУПР.

Автоматизация включения генераторов на параллельную работу. Пассивные и активные синхронизаторы. Работа пассивного синхронизатора в различных режимах. Схема и работа активного синхронизатора.


^ Тема 02. Устройства преобразователей рода тока


Содержание темы. Электромашинные преобразователи постоянного тока в переменный. Пуск преобразователя. Схемы стабилизации частоты и напряжения [1, гл. 5].

Статические преобразователи переменного тока в постоянный. Параллельное включение выпрямителей, схемы авиационных ВУ: ВУ3, ТВБ6 [1, гл. 7.1].

Работа трансформаторно-выпрямительных блоков под нагрузкой. Способы стабилизации напряжения выпрямителей [1, гл. 7.2,7.3].

Стабилизаторы вторичных источников электропитания. Непрерывные стабилизаторы постоянного тока. Импульсные стабилизаторы. Многофазные стабилизаторы [1, гл. 7.4].

Статические преобразователи постоянного тока в переменный. Преобразователи серии ПОС и ПТС. Регулирование напряжения в статических преобразователях. Трехфазные преобразователи [1, гл. 7.5]. Устройство и работа преобразователя ПТС-250.

Статические преобразователи переменного тока нестабильной частоты в переменный ток стабильной частоты. Типы преобразователей. Способы искусственной коммутации тиристоров. Преобразователи частоты с промежуточным звеном постоянного тока. Преобразователи частоты циклоконверторного типа. Схемы, временные диаграммы, законы регулирования. Пример построения авиационного ПСПЧ [1, гл. 7.6].


^ Тема 03. Защиты систем электроснабжения


Содержание темы. Виды ненормальных режимов в системах электроснабжения. Ударные и установившиеся токи к.з. в системах постоянного тока и их расчет. Короткие замыкания синхронных генераторов. Метод постоянства потокосцеплений. Основные соотношения при расчетах токов к.з. в сетях переменного тока [1, гл. 10.2].

Требования, предъявляемые к защите. Виды защит. Дифференциальные токовые защиты энергоузлов. Защита по небалансу полного тока [1, гл. 11.1, 11.6].

Защита от повышения и понижения напряжения. Структурная схема защит от повышения (понижения) напряжения, блоки измерения напряжения. Логические уравнения защит и их дискриминаторов. Автоматы защиты от перенапряжения в системах электроснабжения постоянного тока [1, гл. 11.2].

Защита от повышения и понижения частоты. Структурная схема защиты , логические уравнения. Формирователи сигналов f> ,f<. Защита от обрыва фаз и несимметрии фазных напряжений [1, гл. 11.3].


Тема 04. Надежность систем электроснабжения


Содержание темы. Методы расчета надежности систем электроснабжения. Расчет показателей функциональной эффективности. Влияние надежности систем электроснабжения на безопасность полетов [1, гл. 14.1-4].

^ 4.2. Тематика контрольных работ


Контрольная работа на тему “Расчеты токов к.з. авиационных устройств”.


5. Методические материалы к изучению дисциплины


Курс предполагает изучение конкретных устройств, используемых в системах электроснабжения, поэтому наряду с учебной литературой необходимо пользоваться техническими описаниями соответствующих устройств.

^ 5.1. Статические преобразователи постоянного тока в переменный. Основные положения


В настоящее время одним из устройств для получения переменного одно- или трехфазного тока для питания бортового оборудования воздушного судна являются статические электронные преобразователи. По сравнению с электромашинными преобразователями они имеют меньшие массогабаритные показатели, обеспечивают более высокие показатели качества электрической энергии, обладают высокой надежностью и не требуют периодического обслуживания. Статический преобразователь представляет собой полупроводниковый преобразователь постоянного напряжения 28.5В в переменный однофазный ток напряжением 115В, частотой 400Гц или в переменный трехфазный ток с линейным напряжением 208 (36)В, частотой 400Гц. В системах электроснабжения, где первичная система является системой постоянного тока, преобразователь является источником переменного тока, преобразуя энергию первичной системы. В системах переменного тока преобразователь используется как аварийный источник переменного тока при отказе основной системы электроснабжения.

В настоящее время выпускаются и устанавливаются на самолетах гражданской авиации следующие статические преобразователи: ПОС-25, ПОС-125, ПОС-800, ПОС-1000, ПТС-250, ПТС-500, ПТС-800.

Наименование преобразователя расшифровывается следующим образом:

П – преобразователь;

О - однофазный;

Т- трехфазный;

С - статический;

25, 125, 800 и т.д. – выходная мощность, ВА.

Структурная схема однофазного статического преобразователя представлена на рис.1.



Фвх

^ К


И

Фвых
27 В 115В,400Гц








МШИ


ИО





Рис. 1

Основными элементами преобразователя являются: конвертор (К), инвертор (И) и фильтры – входной (Фвх) и выходной (Фвых). Имеются также измерительный орган (ИО) и модулятор ширины управляющих импульсов (МШИ) конвертора.

Конвертор предназначен для преобразования постоянного напряжения (20…30)В в постоянное напряжение (50...70)В, причем величиной этого напряжения можно управлять. Регулируя величину выходного напряжения конвертора, можно поддерживать неизменным выходное напряжение преобразователя (115В) при изменениях нагрузки преобразователя или колебаниях напряжения в сети постоянного тока. Эту функцию автоматически выполняет регулятор напряжения преобразователя, который состоит из модулей: К, МШИ и ИО. Измерительный орган контролирует выходное напряжение преобразователя и через МШИ управляет работой конвертора, регулируя его выходное напряжение.

5.2. Инвертор

Инвертор служит для преобразования постоянного напряжения в переменное с частотой 400 Гц. Инверторы могут выполняться по полумостовой или мостовой схеме, на рис. 2 приведена схема мостового инвертора без цепей управления транзисторами. Транзисторы инвертора могут работать в линейном или ключевом режимах. При работе в линейном режиме выходное напряжение инвертора имеет синусоидальную форму с минимальными нелинейными искажениями, однако при этом на транзисторах инвертора рассеивается значительная мощность, которую необходимо отводить. Коэффициент полезного действия (кпд) преобразователя в этом режиме работы не превышает 0,39, т.е. на транзисторах рассеивается свыше 60% мощности, подводимой к инвертору. Для силовых устройств определящим является кпд, поэтому практически всегда транзисторы инвертора работают в ключевом режиме (кпд в этом случае свыше 90%). В этом случае сигналы управления, подаваемые на базы транзисторов имеют прямоугольную форму. При ключевом режиме транзисторы включаются попарно: VT1, VT4 и VT3, VT2.


Рис. 2
В течение первого полупериода выходного напряжения инвертора открыты транзисторы VT1 и VT4, при этом ток источника протекает по цепи: VT1, первичная обмотка трансформатора, VT4. В течение второго полупериода открыты VT2,VT3, а VT1,VT4 закрыты, ток при этом протекает по цепи VT2, первичная обмотка трансформатора,VT3. В результате ток, протекающий по первичной обмотке трансформатора, меняет свое направление каждые полпериода, и в выходной обмотке трансформатора на нагрузке будут наводиться двухполярные импульсы прямоугольной формы. Включение нагрузки инвертора Zн через трансформатор позволяет увеличить выходное напряжение до нужного уровня, а также обеспечить гальваническую развязку между цепями переменного и постоянного тока.

В инверторах могут использоваться биполярные или мощные полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET) , последние имеют ряд преимушеств. В транзисторах MOSFET используется потенциальное управление , энергия управления незначительна - она определяется энергией заряда емкости затвора. Поэтому потери на управление транзисторами весьма невелики. Другим преимуществом полевых транзисторов является меньшее время выключения и, как следствие, они обладают высоким быстродействием. Недостатком ключей на полевых транзисторах является повышенное сопротивление цепи сток-исток для транзисторов на напряжение свыше 200-300 В. В силу преимуществ MOSFET транзисторов они в последнее время очень широко применяются в силовой электронике. К новым разработкам в этой области относится появление биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT). Транзистор IGBT представляет собой комбинацию полевого и двух биполярных транзисторов (рис. 3).



Рис. 3


Благодаря наличию на входе полевого транзистора, он имеет незначительную энергию управления, а биполярные транзисторы обеспечивают малые потери в цепи коллектор – эмиттер. Ток коллектора (эмиттера) IGBT транзистора определяется следующим выражением:




где: S – крутизна полевого транзистора; Uзэ - напряжение затвор-сток (эмиттер); 1, 2 - коэффициенты передачи по току соответственно VT1 и VT2.

Обычно (1 + 2) 1, поэтому крутизна IGBT транзистора существенно больше, чем у транзисторов MOSFET. В современных инверторах начинают применяться IGBT транзисторы. Причем выпускаются также сборки для построения инверторов, содержащие 2 и более транзистора. Недостатком этих транзисторов является относительно небольшая частота переключения. В качестве примера на рис. 4 показаны зависимости допустимого тока коллектора от частоты переключения для различных транзисторных сборок.



Рис. 4

Рассмотрим некоторые особенности работы инвертора. Время запирания транзисторов обычно в несколько раз больше, чем время их отпирания, поэтому, если сигналы управления будут иметь форму меандра (прямоугольные), то в момент, когда одна пара транзисторов запирается, а другая отпирается, будет кратковременно состояние, когда закрытые ранее транзисторы откроются, а открытые не успеют закрыться. Это приведет к возникновению так называемых сквозных токов, т.е. в схеме потекут токи (минуя сопротивление нагрузки - обмотку трансформатора) через транзисторы VT1,VT3 и VT2,VT4. В этом случае ток через транзисторы достигает очень больших значений и они могут выйти из строя. С целью исключения режима сквозных токов сигналы управления имеют так называемую “паузу на нуле”, т.е. между сигналами на запирание пары транзисторов и отпиранием другой пары выдерживается временная пауза tп . Временная диаграмма управления группами транзисторов и подобная ей осциллограмма выходного напряжения инвертора для этого случая приведена на рис. 5.



Рис. 5

Для предотвращения режима сквозных токов время паузы достаточно в несколько микросекунд, но на практике её делают значительно больше.

При работе инвертора на активно-индуктивную нагрузку в момент выключения транзистора происходит уменьшение тока, протекающего через индуктивность нагрузки, что вызывает возникновение ЭДС самоиндукции. Как известно, ЭДС самоиндукции прямопропорциональна скорости изменения тока, поскольку время запирания транзисторов мало (для силовых транзисторов - микросекунды), то на индуктивности может генерироваться весьма значительная ЭДС, которая пробъёт транзисторы инвертора. Для решения этой проблемы необходимо обеспечить цепь протекания тока нагрузки при закрытых транзисторах, чтобы энергия, накопленная на реактивных элементах нагрузки, могла возвращаться в источник питания инвертора. С этой целью транзисторы инвертора зашунтированы диодами VD1...V04. Под действием ЭДС самоиндукции происходит отпирание соответствующей пары диодов (например, при запирании транзисторов VT1, VT4 отпираются диоды VD2,VD3) и ток нагрузки продолжает протекать через открывшиеся диоды и источник питания инвертора, постепенно затухая за счет потери энергии на активных элементах цепи протекания тока. Величина ЭДС самоиндукции в этом случае лишь незначительно превышает напряжение источника питания инвертора. Сопротивление источника должно быть малым, если источник представляет собой выпрямитель, то для выполнения этого условия на выходе выпрямителя устанавливается конденсатор.


5.2.1. Улучшение формы кривой выходного напряжения


Согласно требованиям ГОСТ 19705 напряжение переменного тока должно иметь синусоидальную форму поэтому после инвертора устанавливается фильтр (Фвых, рис.1), который выделяет первую гармонику частотой 400 Гц и подавляет высшие гармоники, присутствующие в выходном сигнале инвертора. Масса фильтра будет тем больше, чем больше сигнал отличается от синусоидального.

Степень приближения формы кривой напряжения к синусоидальной характеризуется коэффициентом нелинейных искажений:

, (1)

где Uн – действующее значение несинусоидального напряжения;

U1 – действующие значение первой гармоники этого напряжения.

Для напряжения прямоугольной формы КН=0.484. Для формы напряжения, представленной на рис. 5, коэффициент нелинейных искажений имеет следующий вид:

, (2)

здесь q - коэффициентом заполнения импульса выходного напряжения:

,

где Т – период выходного сигнала инвертора, для частоты 400 Гц Т=2,5мс.

Для сигнала прямоугольной формы q=1 (tп=0), КН=0.484. Анализ выражения 2 показывает, что при q=0.74 (tп=0.129Т) коэффициент нелинейных искажений достигает своего минимума: Кн=0.29, малое значение Кн означает , что упрощается задача фильтрации выходного сигнала, и, следовательно, уменьшается масса выходного фильтра. Исследования массогабаритных показателей фильтра показывает, что эти показатели в первую очередь зависят от амплитуды низшей гармоники, присутствующей в фильтруемом сигнале. Частотный спектр гармоник сигнала, показанного на рис. 5, будет содержать нечетные номера гармоник: n=1, n=3, n=5,… .Если сделать время паузы tп=0.66Т (tп=60) , то в выходном сигнале будут отсутствовать третья и кратные ей гармоники, при этом масса фильтра будет минимальной, кроме того, упрощается схема управления транзисторами инвертора. Поэтому в преобразователях время паузы выбирают обычно 60.

Уменьшить содержание гармоник можно более сложным управлением транзисторами инвертора, например, многократной коммутацией транзисторов в течение полупериода (рис.6).





Рис. 6


Так при числе коммутаций равном семи за полупериод наименьший номер гармоники, присутствующий в сигнале, будет n=17. Высшие гармоники, близкие к основной, эффективно снижаются при модуляции ширины заполняющих основную волну импульсов по синусоидальному или трапецеидальному закону. При таком техническом решении масса фильтра снижается, но сильно усложняется схема системы управления, так как требуется управлять временем закрытия транзисторов с высокой точностью. Поскольку потери при коммутации транзисторов пропорциональны числу коммутаций, то кпд инверторов по мере возрастания числа импульсов за период снижается.


^ 5.2.2. Управление транзисторами инвертора


Схема управления в соответствии с заданным алгоритмом работы транзисторов формирует сигналы, подаваемые затворы или базы транзисторов инвертора. Управление нижними транзисторами (VT3,VT4) (рис.2) инвертора не вызывает проблем, управление верхними (VT1,VT2) осложняется тем, что в процессе работы инвертора потенциалы их баз (затворов) относительно минусового провода питания изменяются в значительных пределах. Наболее часто это проблема решается введением гальванической развязки между цепями питания инвертора и цепями управления. Классическим вариантом такого решения является питание управляющих электродов инвертора через разделительные трансформаторы (Ту) (рис. 7).




Рис. 7


Более совершенным решением является использование драйверных микросхем. Это специализированные микросхемы, предназначенные для управления одним или несколькими транзисторами инвертора. Они обеспечивают необходимую развязку между цепями управления и питания. Входным сигналом для драйвера служит стандартный сигнал низкого уровня микросхемы управления. На выходе драйвера имеются напряжения управления «верхним» и «нижним» силовыми транзисторами. На рис.8 приведена структурная схема двухтактного драйвера фирмы International Rectifier IR2113.

Микросхема имеет также дополнительные функции: защита от пониженного напряжения питания, вход отключения и др. На входах микросхемы (Hн и Lн) стоят триггеры Шмитта для формирования импульсов управления. Напряжение питания выходных каскадов драйвера подается на выводы Vcc и Vdd. «Земляные» шины силовой части - COM и управляющей -




Рис. 8


Vss развязаны межу собой. Обычно эти выводы объединяются между собой. Вход SD – защитный, позволяет запереть все транзисторы драйвера. Драйверные микросхемы позволяют реализовать так называемый бустрепный метод управления транзисторами инвертора. Этот метод используется в инверторах на MOSFET или IGBT транзисторах, обладающих очень малой мощностью управления. Типовая схема включения драйверной микросхемы IR2113 для одного плеча инвертора приведена на рис. 9.

Сигнал управления транзистором инвертора VT1 подается на вход Hн , управляющий сигнал транзистора VT2 подается на вход Lн .Питание драйверной микросхемы и схемы управления (на рисунке не показана) осуществляется от источника Voc. Инвертор питается от силового источника Uп. С1, С2- фильтрующие (по питанию) конденсаторы драйвера, С4 – фильтрующий конденсатор инвертора. Конденсатор С2 и диод VD1 образуют бустрепную цепочку. Бустрепный конденсатор выполняет роль «плавающего» источника питания и работает он следующим образом. Когда транзистор VT2 открыт потенциал истока транзистора VT1 равен нулю и происходит заряд конденсатора С2 через диод VD1, эквивалентная схема приведена на рис. 10. После того как транзистор VT2 закрывается и поступает сигнал от схемы управления на открытие VT1, открывается верхний транзистор выходного каскада драйверной микросхемы (рис.8) и через него напряжение конденсатора





Рис. 9





Рис. 10 Рис. 11


подается на затвор VT1, транзистор открывается; диод VD1 при этом заперт обратным напряжением Uп. (эквивалентная схема приведена на рис. 11). Емкость бустрепного конденсатора выбирается такой, чтобы за время открытого состояния транзистора VT1 он не успел полностью разрядиться, с этой же целью в качестве С2 выбирают конденсаторы с малой утечкой, например, танталовые.


^ 5.2.3. Трехфазные инверторы


В трехфазных статических преобразователях необходимо иметь три одинаковых напряжения со сдвигом на 120 электрических градусов. Этого можно получить, используя три однофазных преобразователя и сдвигая их напряжения на треть периода относительно друг друга.

Возможно применение трехфазного инвертора (рис. 12). Трехфазный мостовой инвертор имеет три одинаковых плеча, симметричная трехфазная нагрузка инвертора ZA, ZB, ZC подключается звездой или треугольником к средним точкам плеч.




Рис. 12


Рассмотрим, как формируется трехфазное напряжение. Возможны различные варианты управления транзисторами в трехфазном инверторе, наиболее простой вариант, когда транзисторы каждого плеча управляются прямоугольным напряжением с длительностью открытого состояния транзистора 180 эл. градусов. При этом сигналы управления в разных плечах инвертора сдвинуты друг относительно друга на 120 эл. градусов. Данный вариант управления показан в верхней части временной диаграммы рис.13.





Рис. 13


Здесь заштрихованные области означают открытое состояние транзисторов. Если нагрузка соединена треугольником (рис.12 а), то к её каждой фазе приложено линейное напряжение. В соответствии с диаграммами на выходе инвертора формируются три линейных напряжения (UAB, UBC, UAC) с амплитудой равной напряжению питания инвертора UП и с паузой на нулевом уровне 60 эл. градусов. Напряжения UAB, UBC, UAC взаимно сдвинуты на 120 эл. градусов. При соединении нагрузки звездой (рис.12 б) форма напряжения на каждой фазе нагрузки отличается от формы линейного напряжения.

На нижней половине диаграммы (рис.13) показаны эквивалентные схемы подключения нагрузок ZA, ZB, ZC к источнику питания инвертора (каждые 60 градусов), полагая, что в открытом состоянии сопротивление транзисторного ключа равно нулю. Из анализа диаграммы работы транзисторов видно, что на каждом этапе длительность 60 градусов всегда открыты 3 транзистора. При этом на одном сопротивлении нагрузки будет напряжение, равное 2 UП /3, а двух других - UП/3. На трех нижних графиках отдельно показаны напряжения для каждой из трех фазных нагрузок. Напряжения имеют ступенчатый вид и так же сдвинуты друг относительно друга на 120 градусов. Как фазные, так и линейные напряжения не содержат третьей и кратных ей гармоник. Выходные напряжения инвертора фильтруются.

В качестве фильтров используются L-С фильтры. Входной фильтр (Фвх) служит для подавления импульсных помех, которые возникают при ключевом режиме работы транзисторов преобразователя.

В некоторых преобразователях используется другой способ формирования трехфазной ЭДС из двух однофазных инверторов (схема Скотта), сдвинув фазу выходного сигнала одного из них на угол p/2 (рис.14, 15).



Рис. 14 Рис. 15


С помощью соединения обмоток двух трансформаторов Т1 и Т2 из двухфазной системы получается трехфазная. Причем число витков вторичных обмоток трансформаторов Т1 и Т2 выбирается таким образом, чтобы получить:

.

В данной схеме инвертор И1 является ведущим, на его выходе (первичная обмотка Т1) формируется синусоидальный сигнал. Инвертор И2 является ведомым, т.е. он управляется теми же сигналами управления, что и И1, но эти сигналы сдвинуты по фазе на 90 градусов, поэтому на его выходе формируется косинусоидальный сигнал. Суммирование сигналов поясняет векторная диаграмма Рис.15.


^ 5.3. Трехфазный преобразователь ПТС - 250


Рассмотрим более подробно работу основных узлов трехфазного преобразователя ПТС-250. Преобразователь состоит из следующих блоков (рис. 16).
Рис. 16

1, 3 – вольтодобавочные регуляторы (конверторы);

2 – блок управления вольтодобавочными регуляторами;

4, 5 – силовые инверторы с блоками управления;

6 – измерительный орган вольтодобавочных регуляторов и нормализатор (для автоконтроля);

7 – трансформаторно-фильтрующее устройство;

8, 9 – входной и выходной фильтры радиопомех.

Из схемы преобразователя видно, что преобразование идет по двум каналам, каждый из которых содержит вольтодобавочный регулятор напряжения и инверторную часть со схемой управления. Объединение каналов на выходе преобразователя осуществляет выходной трансформаторно-фильтровый узел. С помощью канала I формируется напряжение UАС, а с помощью канала II -вспомогательное напряжение UОВ. Фазовый сдвиг напряжения UОВ на 0о осуществляется с помощью магнитного усилителя, расположенного в блоке 6.

В выходные цепи преобразователя включены датчики токовой защиты, воздействующие при перегрузке на схемы управления инверторов, при этом снижается выходное напряжение инвертора, что ограничивает его выходной ток. В преобразователе имеется защита от перенапряжений в питающей сети.

Упрощенная принципиальная схема конвертора (вольтодобавочного регулятора) и схемы управления им представлена на рис. 17. В состав схемы управления входит мультивибратор на транзисторах VT1 и VT2 и магнитный усилитель МУ. Схема управления формирует импульсы, включающие и выключающие транзисторы инвертора VT3…VT6. Трансформатор мультивибратора намотан на тороидальный сердечник из пермаллоя, имеющего прямоугольную петлю гистерезиса (рис.18). При подключении источника постоянного тока из-за неодинаковых параметров транзисторов VT1 и VT2 в одной из обмоток W1 или W2 потечет ток больший, чем в другой. Пусть в рассматриваемый момент больше открыт VT1 и его коллекторный ток IК1 больше тока коллектора VT2, т.е. IК1> IК2.

Тогда по обмоткам W1 или W2 начинают протекать встречно направленные токи, и под влиянием результирующей МДС


,


где W1=W2=W - индукция в сердечнике начинает изменяться, и во всех обмотках Т1 возникают синфазные ЭДС:


,


где n – номер обмотки;

Wn – число витков в данной обмотке;

S – сечение сердечника Т1.

Положим для определенности, что в момент подключения источника сердечник был размагничен и его индукция равна -Вs (точка 1 на кривой размагничивания, рис.18). Так как ток протекает от начала обмотки W1 (обозначенного точкой), то в ней и во всех других обмотках Т1 положительный потенциал возникает на начале обмотки. При этом напряжение на обмотке W3 начнет отпирать VT1, а напряжение на обмотке W4 – запирать VT2. Это приведет к увеличению IК1 и уменьшению IК2. МДС увеличится, возрастут ЭДС, т.е. начнется лавинный процесс, который приведет к полному отпиранию VT1 и запиранию VT2. После того, как транзистор VT1 откроется полностью, все напряжение питания окажется приложенным к первичной обмотке трансформатора W1 и индукция в сердечнике будет изменяться от -Вs до +Вs (участок 1-2 на рис.18). Когда индукция в сердечнике достигает значения насыщения +Вs, ЭДС в обмотках трансформатора становятся равными нулю. Транзистор VT1 начнет закрываться (т.к. потенциал его базы »0), и ток IК1 будет уменьшаться. Это приводит к изменению знака производной dB/dt и, следовательно, к изменению полярности ЭДС, наводимых в обмотках трансформатора Т1. Транзистор VT1 закроется, а транзистор VT2 откроется. Все напряжение питания (Un) будет приложено к первичной обмотке трансформатора W2, МДС которой вызовет изменение индукции от +Вs до -Вs (участок 3-4, рис.18). При достижении в сердечнике трансформатора индукции насыщения снова происходит переключение транзисторов. Период переключения транзисторов будет полностью определяться временем перемагничивания сердечников:

.



Рис. 17




Рис. 18 Рис. 19


Форма напряжения на обмотке трансформатора (UТ1) приведена на рис.19. Частоту мультивибратора можно синхронизировать также и от внешнего генератора колебаний. Для этого на базы VT1 и VT2 поочередно могут подаваться запирающие импульсы с частотой большей, чем собственная частота мультивибратора, в этом случае переключение будет производиться с частотой запирающих импульсов, и индукция не будет достигать индукции насыщения.

Конвертор преобразователя состоит из двух силовых транзисторов VT3 и VТ4; трансформатора Т2; двух вспомогательных транзисторов VT5 и VT6, служащих для запирания силовых транзисторов, вспомогательных трансформаторов ТЗ, Т4.

Силовые транзисторы управляются таким образом, что оказываются поочередно открытыми в течение части полупериода (q×Т/2), где Т – период управляющих импульсов. Когда открыт один из транзисторов, например VT3, ток протекает через обмотку W2 трансформатора Т2. При этом напряжение на выходе конвертора будет равно:

.

Т.к. W1=W2=W3=W4, то Uвых=3×Uвх. К напряжению Uвх добавляются ЭДС, наводимые в обмотках W3 и W4. В оставшуюся часть полупериода (1-q)×Т/2 оба транзистора закрыты, и напряжение на выходе будет равно напряжению на входе Uвх.

Среднее значение напряжения за период равно:

.

Изменяя коэффициент заполнения q, можно регулировать выходное напряжение конвертора от Uвх до 3×Uвх. Конденсаторы на выходе и входе сглаживают пульсации напряжения, а дроссель сглаживает пульсации тока, потребляемого конвертором. Транзисторы VТ3 и VT4 открываются положительными импульсами, подаваемыми через резисторы на отпайки трансформаторов ТЗ и Т4. Для запирания силовых транзисторов служат транзисторы VT5 и VT6. При подаче положительного импульса на базу одного из этих транзисторов он открывается и шунтирует обмотку трансформатора. В результате напряжение на вторичной обмотке этого трансформатора снижается до нуля, и силовой транзистор закрывается. Импульсы на открытие силовых транзисторов поступают с обмоток W5 и W6 трансформатора мультивибратора, а импульсы на закрытие с нагрузочных резисторов R1 и R2 магнитного усилителя (UR1 и UR2).

Магнитный усилитель собран из двух дросселей (I и II), ферромагнитные сердечники которых имеют тороидальную форму. В качестве материала сердечников используется пермаллой, имеющий прямоугольную петлю гистерезиса. Дроссели работают в режиме ключа, выполняя функции бесконтактного реле. Как видно из схемы (рис.17), к каждой рабочей обмотке WР напряжение питания оказывается приложенным только в течение того полупериода, когда полярность напряжения соответствует проводимости включенных последовательно с этой обмоткой диодов. Этот полупериод для дросселя принято называть рабочим. Пусть напряжение приложено к рабочей обмотке WР1. В нерабочий полупериод, который принято называть управляющим, диодом VD1 обмотка WР1 была отключена, и изменение магнитного состояния сердечника дросселя I происходило только под влиянием МДС обмотки управления WУ1, которая включена на выход измерительного органа напряжения. Характеристика измерительного органа представлена на рис.20, где UАС – линейное напряжение на выходе преобразователя, UУ – напряжение на выходе измерительного органа.





Рис. 20


Так как МДС обмотки управления WУ1 размагничивает дроссель, то, естественно, чем больше напряжение преобразователя UАС, тем больше будет размагничен дроссель I перед началом рабочего полупериода и тем дольше будет перемагничиваться дроссель в рабочую часть полупериода. Допустим, что к началу рабочего полупериода индукция в дросселе I стала равной В (рис.18). Пока индукция не достигнет значения насыщения (+Bs) сопротивление обмотки остается практически бесконечным и напряжение на резисторе R1 равно UR1»0. Когда индукция в дросселе достигнет величины насыщения Bs, сопротивление обмотки Wp1 практически становится равным нулю, и с этого момента все напряжение питания прикладывается к R1. Осциллограммы изменения напряжения на R1 приведены на рис.19. Аналогичные процессы будут происходить на дросс