Реферат: Ннгу, 2005 радиофизические методы измерений и их компьютерное обеспечение

Труды Научной конференции по радиофизике, ННГУ, 2005

РАДИОФИЗИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ И ИХ КОМПЬЮТЕРНОЕ ОБЕСПЕЧЕНИЕ
АЗИМУТАЛЬНЫЕ КОЛЕБАНИЯ В ЭКРАНИРОВАННОМ ЛЕЙКОСАПФИРОВОМ РЕЗОНАТОРЕ
В.А.Бажилов

Нижегородский государственный технический университет

Среди множества конструкций диэлектрических резонаторов (ДР), являющихся неотъемлемым элементом генераторов и цепей частотной селекции приёмо-передающих СВЧ-трактов современной радиоэлектронной аппаратуры, можно выделить резонаторы, изготавливаемые из высококачественных материалов с низким значением диэлектрической проницаемости   5…15 и очень малыми потерями tg   10–5. Такие ДР, работая на азимутальных колебаниях (АК) типа “шепчущей галереи” с порядком n = 3…10, позволяют достичь очень высоких значений собственной добротности, определяемой в основном потерями в диэлектрике. Например, дисковые резонаторы из монокристаллического лейкосапфира обладают добротностью не менее 105 при T  300К и не менее 107 при криогенных температурах.

Н


Рис.1
е смотря на значительный рост числа публикаций по методам расчёта параметров и практическому использованию таких резонаторов за последние тридцать лет, целый ряд вопросов, связанных с особенностями работы таких ДР в условиях их полной или частичной экранировки, остаётся весьма актуальным до настоящего времени.

Настоящая работа посвящена исследованию спектральных свойств цилиндрической экранированной колебательной системы (КС) с дисковым лейкосапфировым резонатором (Рис.1), работающим в режиме АК. Анализ рассматриваемой резонансной структуры производился с использованием метода частичных областей [1]. При составлении характеристического уравнения относительно собственных частот исследуемой КС использовался базис собственных функций плоскопараллельного радиального слоистого волновода. Расчет значений добротности производился методом возмущений с учетом потерь в металлических стенках экрана и диэлектрике резонатора.

В докладе показано, что для колебаний GEn,1 ( В приведенной классификации буква G указывает на гибридный характер колебания с азимутальным индексом n  1, вторая буква E означает, что в плоскости симметрии резонатора может быть расположена электрическая стенка, второй индекс – номер корня характеристического уравнения резонатора. ) даже в случае использования в качестве материала экрана металла с потерями (   10 8…10 7 ) для n  3…6, собственная добротность КС, связанная с потерями в диэлектрике Qd  1 / tg  намного меньше добротности, обусловленной потерями в металле Qm, 95% которых приходится на боковую цилиндрическую стенку. Кроме того, в ходе проведенных исследований выяснилось, что зависимость Qm от диаметра экрана b имеет экстремальный характер (Рис. 2). Максимум добротности Qm достигается при соотношении диаметров экрана и диэлектрического резонатора b/a  2.8…3.2 ( a = 15 мм, h = 20 мм, d = 10 мм ), при этом (Рис. 3) отмечается очень слабая зависимость частоты fGEn,1 рассматриваемого колебания от b, крутизна fGEn,1/b  1МГц / мм.



Рис.2



Рис. 3

Представленные в докладе результаты будут полезны при проектировании ультрастабильных генераторов с малым уровнем шумов вблизи основной частоты, а также узкополосных фильтров сантиметрового и миллиметрового диапазонов длин волн.


Бажилов В.А., Титаренко А.А. //В кн.: Тезисы докладов и сообщений III Международной научно-технической конференции «Физика и технические приложения волновых процессов». /Ред. Неганов В.А., Яровой Г.П. –Волгоград: НП ИПД «Авторское право», 2004, с.268.
^ Оценка информационной ёмкости реального высокоскоростного канала передачи данных
В.С.Васильев1), Д.Н.Ивлев2), В.А.Односевцев2), И.Я.Орлов2)

^ 1)ФГУП ННИИИС

2)Нижегородский госуниверситет

Проблема передачи телеметрической информации с мобильных высокоскоростных объектов, например, гиперзвуковых летательных аппаратов (ГЛА) наряду с актуальностью характеризуется значительной сложностью, обусловленной динамичностью траектории и большим диапазоном высот полёта ГЛА, малым временем сеанса связи, пространственным перемещением диаграмм направленности антенн.

Принципиальным аспектом этой проблемы является выбор оптимальной структуры сигналов с целью обеспечения максимальной информационной ёмкости канала. Для детальной оценки параметров канала разработана трёхкомпонентная модель, учитывающая основные механизмы прохождения сигнала по трассе ГЛА – приёмный пункт:

прямое прохождение сигнала,

квазизеркальное отражение от подстилающей поверхности,

диффузное рассеяние неоднородностями поверхности.

Модель сигнала на входе приёмного устройства в рамках сделанных предположений представляется в виде

x(t)=s(t)+s(tt)+h(t),

где s(t) – сигнал по трассе прямого прохождения,   относительный уровень квазизеркальной компоненты, запаздывающей на время t, h – относительный уровень шумовой компоненты, (t) – узкополосный гауссовский шум с дисперсией, равной мощности сигнала s(t).

Анализ результатов моделирования с учётом отражающих и рассеивающих характеристик реальных поверхностей [1] показывает, что параметр 1 при малых высотах ГЛА и приёмных антенн, а уровень шумовой компоненты соизмерим с уровнем сигнала (h1), если в диаграмму направленности приёмной антенны попадает значительная часть подстилающей поверхности. Типичная форма сигнала в этом случае показана на рис. 1, при этом предполагается, что излучаемый сигнал представляет собой последовательность 100 информационных импульсов общей длительностью 100 мкс. На рис. 2 показан профиль временного рассеяния канала, т.е. распределение во времени мощности приходящего на приёмный пункт излучения.



Рис. 1



Рис. 2

В условиях высокого уровня квазизеркальной и шумовой компонент достаточно высокую скорость передачи информации можно обеспечить, используя для передачи одного информационного бита сложный (например, составной) сигнал. На основе известных оценок [2] можно показать, что пропускная способность канала в условиях лимитированной мощности сверху ограничена величиной

,

где f – полоса канала, E0, 0 – энергия и длительность одного элемента составного сигнала, N0 – спектральная плотность мощности гауссовского шума.

Детальные оценки, основанные на имитационном моделировании, показывают, что в канале с полосой f = 10 МГц на частоте f = 1 ГГц и расстояниях порядка 30-100 км удаётся обеспечить пропускную способность C = 2-5 Мбит/с при средней мощности излучения P = 20 Вт.


Справочник по радиолокации. Т.I. Основы радиолокации /Под ред. М.Сколника. М.: Сов. радио, 1976, 456с.

Левин Б.Р., Шварц В. Вероятностные модели и методы в системах связи и управления. М.: Радио и связь, 1985, 312с.



^ Разработка системы управления узла интерферометрического локатора
Л.В.Вдовин, Д.А.Головачев, П.В.Ковалев, И.С.Шишалов

Нижегородский госуниверситет




Рис. 1
Последние годы характеризуются ростом интереса к проблеме создания устройств, предназначенных для ближней радиолокации. Такие устройства могут быть использованы в охранных системах, в системах контроля перемещений людей в здании и в качестве компонентов сенсорных сетей, предназначенных для мониторинга окружающей среды. По этому разработка таких устройств является важной и актуальной задачей.

В данной работе рассматривается система управления узла экспериментального интерферометрического локатора (ИЛ), предназначенного для радиолокации в пределах комнаты [1]. Данное устройство представляет собой распределенную систему узлов, переизлучающих поле подсветки, преобразованное на нелинейном элементе (диоде), встроенном в антенны узлов, и управляющую ими базовую станцию. Анализируя излучение на удвоенной, относительно подсветки, частоте можно восстановить пространственное расположение объектов в комнате. Интенсивность второй гармоники поля подсветки, порождаемой на нелинейном элементе, зависит от множества факторов, в частности, от напряжения смещения, подаваемого на диод.

На узел ИЛ (рис.1) накладываются следующие требования: малое энергопотребление, простота технической реализации, низкая стоимость и возможность дистанционного управления низкочастотным периодическим сигналом, подаваемым на диод. Разработанная система удовлетворяет всем этим требования.

Основным элементом системы управления узла ИЛ является 8- bit микроконтроллер Atmel ATmega 8515 с тактовой частотой 8МГц. Использование данного устройства оправданно его низкой ценой и малым энергопотреблением. Генерация периодического сигнала, используемого в качестве напряжения смещения нелинейного элемента, осуществляется на базе простейшего цифроаналогово преобразователя, основанного на интегрировании широтно-импульсно модулированного (ШИМ) сигнала, заполнение которого изменяется по закону, соответствующему виду получаемого сигнала. Программа, разработанная для узла ИЛ, позволяет генерировать прямоугольный и треугольный периодические сигнал, смещение (U0) которых варьируется от 0 до 5 вольт, а амплитуда (A) – от 0 до 2,5 вольт, при выполнении соотношения U0-A>0 и U0+A<5. Частота сигналов может варьироваться от 100 Гц до 3 КГц.

Управление системой осуществляется по инфракрасному каналу связи по специально разработанному протоколу. Команды передаются в виде 16-bit слов, предваряемых стартовым битом, первые три бита которой отводятся под идентификационный номер устройства, следующие пять, используются для кодирования передаваемой команды, старший байт в слове хранит аргумент передаваемой команды. Всего в системе реализовано 7 команд: включить, выключить, и перезапустить генерацию периодического сигнала, остальные команды предназначены для управления параметрами сигнала, подаваемого на нелинейный элемент. Так же предусмотрена возможность широковещательной передачи команд.




Рис. 2
Алгоритм работы программного обеспечения узла ИС представлен на рис. 2. В начале система находится в режиме низкого потребления энергии. При возникновении прерывания на входе микроконтроллера, связанном с инфракрасным приемником система переходит в состояние приема команды. В соответствии с принятой командой система либо переходит в состояние генерации ШИМ сигнала, либо изменяет, параметры генерации и возвращается в предыдущее состояние, либо просто переходит в состояние с низким потреблением энергии. Система может одновременно находится в состоянии приема команды и генерации ШИМ последовательности, но при этом не возможно изменение параметров генерации без ее предварительной остановки.

Представленная система расширяет экспериментальные возможности исследуемого ИЛ, позволяет управлять амплитудой переизлученных вторых гармоник, а так же варьировать частоту их низкочастотной модуляцией в достаточно широких пределах. При этом стоимость представленной системы минимальна, так как основная часть ее функциональности реализуются программно.


Умнов А.Л., Головачев Д.А., Филимонов В.А., Шишалов И.С. //Нелинейный мир. 2004. Т.2,№5-6. С.327.

Евстифеев А.В. Микроконтроллеры AVR семейства Classic фирмы “Atmel”. –М: Издательский дом «Додэка XXI», 2002, 288с.
^ Акустическое кодирование вокализованного сигнала на основе собственных векторов разложения его автокорреляционной матрицы
А.В.Герасимов, О.А.Морозов, В.Р.Фидельман

НИФТИ ННГУ им. Н.И. Лобачевского

Этап акустической обработки сигнала, несмотря на обилие применяемых методов, характеризуется слабой устойчивостью по отношению к аддитивным помехам, что обуславливает дальнейшие разработки в данном направлении. Так, в данной работе предлагается отойти от традиционного для подобных задач семейства алгоритмов спектрального оценивания на основе Фурье-преобразования и рассчитывать кепстральные коэффициенты по коэффициентам линейного прогноза. В качестве набора коэффициентов линейного прогноза предлагается использовать собственный вектор автокорреляционной матрицы (АКМ) сигнала, соответствующий минимальному собственному значению. Использование этих данных позволяет устойчиво закодировать формантную картину речевой последовательности с минимальным шумовым искажением. Кепстральные коэффициенты используются из соображений о наличии удобной метрики сравнения и приведении задачи классификации к традиционному виду.

Кодирование смысловой структуры сигнала означает выявление закономерностей (признаков), несущих лишь необходимую для обработки информацию о сигнале. Для кодирования структуры полигармонических сигналов традиционно применяется преобразование Фурье, но в общем случае выбор базиса разложения определяется структурными свойствами сигнала [1]. Наиболее оптимальным (в информационном смысле) является разложение по собственным векторам, т.к. учет векторов с максимальными весами позволяет игнорировать неинформативные вариации сигнала. Предлагается в качестве оптимального базиса кодирования выбрать набор собственных векторов его АКМ. Теплицевы свойства АКМ позволяют применить для поиска собственных векторов и значений устойчивый алгоритм сингулярного разложения. Выбор АКМ также обладает тем преимуществом, что автокорреляционная последовательность вокализованного сигнала сохраняет свою периодическую структуру на всем своем протяжении, а слабо коррелированный (в идеальном случае дельта-коррелированный) шум входит в ее первые значения. Это приводит к ортогональности сигнальных и шумовых векторов разложения, что облегчает процесс разделения собственных векторов на векторы, принадлежащие сигнальному и шумовому подпространствам, в соответствии со сформулированными выше требованиями.

Так как для каждого входного сигнала получается свой собственный набор собственных векторов АКМ, для вычисления акустических признаков предлагается использовать не информацию о распределении весовых коэффициентов (спектр матрицы в фиксированном базисе), а непосредственно векторы разложения (базис). Часть векторов такого разложения соответствует сигнальному подпространству, а часть – шумовому. Манипулируя порядком АКМ можно добиться случая, когда шумовому подпространству будет соответствовать один вектор разложения с минимальным весом [2, 3]. В силу свойств ортогональности и полноты базиса разложения, из этого вектора может быть извлечена необходимая информация о сигнале [2]. Таким образом, закодировать структуру сигнала возможно с помощью единственного вектора шумового подпространства. Имеющийся вектор может быть интерпретирован как вектор линейного прогноза [3], что дает возможность построить по ним авторегрессионную оценку спектра и вычислить на ее основе кепстральные коэффициенты.


Ватанабе С. Разложение Карунена-Лоэва и факторный анализ. Теория и приложения. Сборник переводов. –М.: Мир, 1969, 308с.

Хорн Р., Джонсон Ч. Матричный анализ. Пер с англ. –М.: Мир, 1989, 655 с.

Минеев С.А., Морозов О.А., Плеханов А.А., Солдатов Е.А. //Изв. ВУЗов. Радиофизика. 2000. Т.42,№1. С.66.



^ ДАТЧИК МАГНИТНОГО ПОЛЯ НА ОСНОВЕ АНИЗОТРОПНОЙ ТОНКОЙ МАГНИТНОЙ ПЛЕНКИ С МИКРОПОТРЕБЛЕНИЕМ
А.Н.Громогласов, А.П.Феоктистов

ОАО «Завод имени Г.И. Петровского», г. Нижний Новгород




Рис. 1
В настоящее время наиболее чувствительными среди магнитометрической аппаратуры являются приборы на основе квантовых эффектов, в которых используются сверхпроводники. Существенный недостаток такой аппаратуры это относительно большие размеры и необходимость использования низкотемпературной среды. Альтернативой таким приборам может быть серийно выпускаемый нашим предприятием экономичный датчик магнитного поля (ДМП) на основе анизотропной тонкой магнитной пленки (ТМП).

Наше предприятие имеет многолетний опыт разработки магнитометрической аппаратуры, в том числе, датчиков на основе ТМП. Такие датчики могут быть использованы в аппаратуре для обнаружения движущихся объектов по их собственному магнитному полю.




Рис. 2
Датчик содержит генератор высокой частоты, чувствительный элемент с ТМП, двумя взаимно перпендикулярными обмотками: возбуждающей 1 (см. рис. 1), ориентированной вдоль оси легкого намагничивания (ОЛН), и измерительной 2, ориентированной вдоль оси трудного намагничивания (ОТН), а также постоянный магнит 3, создающий поле подмагничивания ТМП H0. Возбуждающая обмотка подключена к генератору высокой частоты и создает переменное поле перемагничивания ТМП. Измерительная обмотка подключена к детектору.

Работа датчика основывается на изменении магнитной восприимчивости  ТМП под действием измеряемого поля Hи [1]:

(1)

где M0 и HК - соответственно магнитный момент и поле анизотропии ТМП;

H0 - поле подмагничивания ТМП, формируемое постоянным магнитом;

HИ - величина измеряемого магнитного поля;

HП,  - амплитуда и частота синусоидального поля перемагничивания ТМП;

, ,  - углы, образованные направлением ОЛН ТМП и соответственно векторами, H0, Hи, M0 (см. рис. 2).

На рис.3 представлено взаимодействие поля перемагничивания и измеряемого поля. Можно видеть, что измеряемое поле Hи смещает сектор прецессии магнитного момента M0 ТМП на угол =1–2. При этом изменяется величина проекции вектора магнитного момента на направление ОТН, величина создаваемого им магнитного потока и, следовательно, напряжение на выходе измерительной катушки L2. Напряжение на выходе датчика будет определяться как:




Рис. 3
Uвых=KQHПM0cos(t) (2)

где K – безразмерный коэффициент, зависящий от соотношения числа первичной и вторичной обмоток;

Q – добротность измерительного контура 2.

Входящая в состав датчика ТМП, изготавливается методом вакуумного напыления ферромагнитного сплава на керамическую подложку. Контроль параметров ТМП после изготовления, осуществляется при помощи установки контроля параметров анизотропных тонких магнитных пленок собственной разработки [2]. Данная установка прошла аттестацию в ФГУП «ВНИИМ им. Д.И.Менделеева» и внесена в Государственный реестр средств измерений РФ.

Применение в датчике многослойной анизотропной ТМП, обладающей рядом определенных контролируемых параметров, а также оригинальной конструкции системы подмагничивания позволило добиться следующих технических характеристик:

– диапазон измеряемого магнитного поля в полосе частот от 0 до 10 Гц составляет 100 мкТл;

– коэффициент преобразования датчика, не менее 50 мВ/мкТл;

– среднеквадратическое типовое значение уровня магнитных шумов составляет 0,08–0,1 нТл;

– токи потребления датчика по цепям питания 5В, не более 250 мкА;

– диапазон рабочих температур от минус 20 до плюс 60С.

В заключение следует отметить, что рассмотренный экономичный датчик магнитного поля может быть с успехом применен в автономных системах периметровой охраны важных государственных объектов.

Новизна и полезность датчика подтверждена патентом №43654 Федерального института промышленной собственности РФ.


Буслаев И.П., Громогласов А.Н., Феоктистов А.П. Датчик магнитного поля. Патент на полезную модель №43654. – Бюл. №3, 2005.

Буслаев И.П., Евстигнеев О.А., Феоктистов А.П., Харитонов В.А. Устройство для измерения магнитных характеристик ферромагнитных материалов. Патент на полезную модель №37836. – Бюл. №13, 2004.



^ ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДА СИНТЕЗИРОВАНИЯ АПЕРТУРЫ
В.И.Ирхин1), С.Н.Матюгин1), В.А.Односевцев2)

1)Нижегородский НИИ радиотехники ,2)Нижегородский госуниверситет

Как известно (см., например, [1]), разрешающая способность δх радиолокатора с синтезированной апертурой (РСА) по путевой дальности х определяется как

δx=λR/2X, (1)

где X–длина синтезированной апертуры, R – дальность, λ –длина волны.

Из (1) при X=100 - 200 м, R = 40 км для L-диапазона получаем δх~40÷80 м.

На рис.1 представлены результаты реализации метода синтезирования апертуры при боковом обзоре и прямолинейном полете носителя. Обработка реальных голограмм, записанных в процессе измерений, проводилась на РС Pentium IV. На рис.1(а) приведены данные, полученные без сжатия, на рис.1(б) - результаты синтезирования при Х=100 м, на рис. 1(в) – при Х=200 м.

Видны «блестящие точки» (БТ), обусловленные отражениями от местных предметов. Из сравнения рис.1(б) и 1(в) и проведенного анализа следует, что с увеличением Х элемент разрешения δх в целом уменьшался, что соответствует оценкам (1). Элемент разрешения по дальности составлял примерно δR~300 м.

В соответствии с [1] максимальная длина синтезированной апертуры Xm равна линейной ширине диаграммы направленности (ДН) антенны при заданном R



Рис.1(а) Рис.1(б) Рис.1(в)


Xm =R∙Θ0 , (2)

где Θ0 – угловая ширина ДН.

Поэтому предельно достижимая линейная разрешающая способность будет

δxm = d/2 (3)

где d–раскрыв антенны.

Предельные значение δxm достигаются при компенсации влияния дестабилизирующих факторов при полете носителя.


№

Рис.2
Для основной массы сигналов, наблюдавшихся на средних дальностях ^ R, минимальный размер БТ (близкий к δх) уменьшался с ростом Х в соответствии с (1). При обработке РЛ данных было обнаружено, что размер пачки сигналов, сформированной в результате отражения от местных предметов, оказался меньше определяемого из (2). Этому можно дать следующее объяснение: в облучении наземного объекта помимо прямого луча участвуют лучи отраженные от земли. В результате возбуждается "светящаяся" дорожка [2] или "фоновая" апертура [3]. Условием возбуждения "фоновой" апертуры является малость углов падения. Параметры «фоновой» апертуры определяют размеры пачки и ее обужение. В соответствии с расчетами [2], зоны Френеля, определяющие "светящуюся" дорожку, а значит и размеры "фоновой" апертуры, имеют вид сильно вытянутых эллипсов, примыкающих к наземному объекту. Для проверки вся область Хm из (2) была разбита на N зон, в каждой из которых разность фазовых набегов на краях зоны составляла . Поскольку в каждой зоне сигналы синфазны, то для выделения сигналов применялось когерентное накопление. Для этого выполнялось перемножение РЛ данных с гармоническим колебанием, соответствующим доплеровской частоте углового направления данной зоны Френеля и фильтрация ФНЧ. На рис. 2 приведены сигналы для зон Френеля с заданным номером N. Для выбранных параметров задачи общее число зон составило N=14. Оказалось, что реальная зона засветки не превышает двух зон, что меньше величины Хm, определенной из (2).

Таким образом, уменьшение (обужение) пачки сигналов по азимуту и ограничение δх, по-видимому, объясняются появлением вторичной апертуры, возникающей на шероховатой границе раздела двух сред. В этом случае при малых углах падения возможно заметное увеличение коэффициента переотражения (амплитуды отраженного сигнала) по сравнению с прямым сигналом и характеристики δх и Хm будут определяться не параметрами бортовой антенны, а параметрами вторичной "фоновой" апертуры. Данное обстоятельство следует учитывать при реализации потенциальных характеристик разрешения в РСА.


Радиолокационные станции воздушной разведки /Под ред. д.т.н. проф. Г.С.Кондратенкова. –М.: Изд. Мин. Обороны СССР, 1983.

Островитянов Р.В., Басалов Ф.А. Статистическая теория радиолокации протяженных целей. –М.: Радио и связь, 1982.

Вопросы перспективной радиолокации. /Под ред. д.т.н. проф. А.В. Соколова. –М.: Радиотехника, 2003.



^ Электродинамические модели экспериментальных установок для измерений параметров газодинамических процессов радиоинтерферометрическим методом
В.А.Канаков

Нижегородский госуниверситет

При исследовании быстро протекающих газодинамических процессов к числу важнейших характеристик относятся скорости и перемещения границ раздела сред, в которых развивается процесс. В том случае, когда среда является радиопрозрачной, эти характеристики могут быть измерены посредством зондирования среды электромагнитными волнами. В конце прошлого века получил широкое распространение радиоинтерферометрический метод измерений. Достоинствами метода являются непрерывность измерений и отсутствие возмущений, вносимых измерительными средствами в объект исследования. Весьма высокая точность измерений может быть получена в миллиметровом диапазоне длин волн [1].

Принцип работы интерферометра можно пояснить следующим образом. Исследуемый объект облучался непрерывным гармоническим сигналом sin(0t). От каждой движущейся отражающей границы, присутствующей в объекте, на вход приемника возвращается сигнал sin(0t+t+0) с соответствующими доплеровским сдвигом угловой частоты  и избыточным набегом фазы , определяемым особенностями отражения от объекта. На выходах интерферометра формируются два квадратурных (отличающихся по фазе на /2) сигнала: sin(t+0) и cos(t+0). Эти сигналы записываются при помощи двухканального цифрового регистратора и составляют интерферограмму эксперимента. По отсчетам интерферограммы можно вычислить мгновенную скорость движущейся отражающей границы:

2=f = 2V/,

где f – доплеровский сдвиг частоты, V – проекция скорости перемещения отражающей границы на линию визирования,  - длина волны зондирующего сигнала в свободном пространстве,  – диэлектрическая проницаемость невозмущенной среды. Перемещения можно получить путем интегрирования функции V(t).

Однако как показал опыт проведения измерений, этот простой алгоритм обработки далеко не всегда дает удовлетворительные результаты. Причинами этого обычно являются действие шума приемника, нарушение квадратуры канальных сигналов, возникающее при неидеальном согласовании антенны с зондируемой средой из-за присутствия в спектре входного сигнала компонент с частотой 0, а также наличие многократных отражений радиоволн в исследуемом объекте (среде с движущимися границами раздела).

Адекватный алгоритм вычисления скорости фронта газодинамического процесса по выходным сигналам интерферометра определяется режимом распространения радиоволн в исследуемом объекте, который, в свою очередь, определяется конструкцией антенны и экспериментальной сборки. Различаются два режима: одномодовый – в однородном бесконечном полупространстве или волноводе (полом металлическом или диэлектрическом) и многомодовый – в слоисто-неоднородном бесконечном полупространстве или в волноводе большого сечения. При волноводном многомодовом режиме распространения радиоволн в тех случаях, когда длины волн электромагнитных колебаний на различных модах значительно отличаются, возможна частотная селекция сигналов различных мод с последующей обработкой алгоритмом для одномодового режима.

Электродинамические модели экспериментальных установок с одномодовым распространением радиоволн обычно тривиальны.

В качестве примера реализации многомодового режима рассмотрим эксперимент по изучению свойств ударно-сжатых диэлектрических материалов. Схема проведения эксперимента показана на рисунке. Исследуемый образец представляет собой цилиндр из фторопласта Ф-4. Конструкция нагружающего устройства такова, что по фторопласту распространяется плоская ударная волна. В данном случае имеется три границы раздела – граница между антенной и образцом, фронт ударной волны и металлический экран. Радиоволна испытывает бесконечное количество отражений от каждой границы раздела, и каждой моде соответствует свой доплеровский сдвиг частоты. При этом целесообразен отличный от рассмотренного выше подход к обработке интерферограмм. Его суть состоит в аппроксимации интерферограммы по параметрам электродинамической модели исследуемого объекта, учитывающей наличие в нем многократных отражений от трех границ раздела. Для установления связи этих параметров с регистрируемыми сигналами используется модель распространения радиоволн в плоскослоистой слабонеоднородной среде.

Аппроксимация выполняется путем минимизации разности энергий реально измеренного и аппроксимирующего сигналов по восьми параметрам: скорости фронта ударной волны, произведения скорости экрана на показатель преломления сжатого вещества, комплексному коэффициенту отражения от антенно-фидерной системы (АФС), расстоянию от фронта процесса до точки отражения в АФС, комплексному коэффициенту отражения от фронта ударной волны и набегу фазы электромагнитной волны при прохождении через фронт. Помимо скоростей движения границ раздела исследуемой среды, этот метод позволяет получить оценку другой важной характеристики ударно-волнового процесса – показателя преломления ударно-сжатого диэлектрика за фронтом ударной волны.


A. Stelzer, Chr. G. Diskus, K. Lübke, H.W. Thim //IEEE Trans. on MTT. 1999. V.47,No12. P.2621.
^ Анализ систематических погрешностей измерений параметров газодинамических процессов радиоинтерферометрическим методом и способы их компенсации
В.А.Канаков1), С.Ю.Лупов1), А.В.Родионов2)

1)Нижегородский госуниверситет, 2)Институт физики взрыва РФЯЦ-ВНИИЭФ

Радиоинтерферометрический метод измерения скорости и перемещения границ раздела сред является весьма эффективным, т.к. обеспечивает непрерывность измерений и отсутствие возмущений, вносимых измерительными средствами в объект исследования. Однако как показал опыт, этот метод не всегда дает удовлетворительные результаты. Причинами этого обычно являются действие шума приемника, нарушение квадратуры канальных сигналов, возникающее при неидеальном согласовании антенны с зондируемой средой из-за присутствия в спектре входного сигнала компонент с частотой зондирующего сигнала, а также неполная идентичность измерительных каналов.

Рассмотрим алгоритм обработки интерферограмм для экспериментальных установок с одномодовым режимом распространения радиоволн. В этом случае регистрируемый в каждом квадратурном канале интерферометра сигнал является аддитивной смесью случайного узкополосного процесса, несущего информацию о перемещениях и скорости исследуемой границы раздела, низкочастотного сигнала, возникающего из-за отражений зондирующей волны от неподвижных границ исследуемого объекта и неоднородностей высокочастотного тракта интерферометра, и стационарного широкополосного гауссова шума. Для этого типа сигналов известен оптимальный алгоритм оценки фазы и частоты, которые однозначно связаны с параметрами движения исследуемого фронта [1]. Однако для устранения систематических ошибок измерения необходимо выполнить ряд дополнительных процедур.

Первый шаг обработки интерферограммы состоит в полосовой фильтрации входного канального сигнала u1,2(t) и представлении его в виде суммы полезного сигнала s1,2(t) и мешающего шума n1,2(t). Оценивается средняя мощность остаточного шума в отфильтрованном сигнале (Pn). Эффективным способом подавления высокочастотных составляющих мешающего сигнала является аппроксимация отрезка интерферограммы полиномом высокого порядка в скользящем “окне”. Низкочастотные составляющие мешающего сигнала выделяются путем вычисления разности огибающих максимумов и минимумов интерферограммы. Мощность остаточного шума в отфильтрованных сигналах нужна для оценки погрешности измерений и оценивается по гистограммам спектральных амплитуд, из которых за несколько итераций исключаются компоненты полезного сигнала, превышающие порог в три выборочных стандартных отклонения распределения.

Второй шаг состоит в ортонормировании канальных сигналов и вычислении аналитического сигнала z(t), соответствующего полезному сигналу: z(t)=s1(t) + js2(t). При ортогонализации отфильтрованных канальных сигналов сначала выполняется их нормировка по амплитуде, затем вычисляются разность и сумма нормированных сигналов и, наконец, полученные разностный и суммарный сигналы вновь нормируются по амплитуде.

Для полного исключения систематических погрешностей измерения скорости, связанных с неполной идентичностью измерительных каналов и присутствием апериодических и низкочастотных составляющих в спектре интерферограммы, на первом и втором шагах алгоритма используется процедура оптимизации значений амплитудных множителей и постоянных составляющих канальных сигналов в скользящем “окне” по критерию минимума суммы квадратов вторых производных функции V(t). Выбор критерия определяется априорной информацией о плавном законе движения исследуемого объекта.

Третий шаг состоит в вычислении мгновенных скоростей V(ti) = Vi исследуемого объекта по следующим формулам.

,,

где  - текущий доплеровский сдвиг частоты,  - диэлектрическая проницаемость среды,  - длина волны.

Применение описанного выше алгоритма для обработки экспериментальных сигналов хорошо иллюстрируется тестовым опытом измерения параметров колебаний физического маятника с помощью интерферометра 3-х мм диапазона длин волн. Результат измерения скорости маятника представлен на рисунке.

В
диапазоне скоростей от –0,15 м/с до +0,15 м/с максимальное отклонение измеренной скорости от расчетного значения составляет 0,015 м/с, что соответствует среднеквадратической относительной погрешности 2,5%. Отметим, что относительная погрешность вычисления перемещений маятника составляет 0,01%. Отклонения формы графика измеренной скорости от гармонической носят регулярный характер и объясняются сложной формой отражающей поверхности груза маятника.


Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. Кн. 2. –М.: Сов. радио, 1968, 504с.



^ Особенности извлечения информации о параметрах газодинамических процессов методом аппроксимации интерферограмм многопараметрической электродинамической моделью
^ В.А.Канаков1), С.Ю.Лупов1), А.В.Родионов2)

1)Нижегородский госуниверситет, 2)Институт физики взрыва РФЯЦ-ВНИИЭФ

Особенностью радиоинтерферометрического метода измерения параметров газодинамических процессов с несколькими движущимися границами раздела сред является многомодовый режим распространения радиоволн. При этом каждой моде распространения электромагнитной волны соответствует свой доплеровский сдвиг частоты, спектр интерферограммы имеет сложный характер, соответственно для таких сигналов неприменим алгоритм обработки узкополосных сигналов. Так как частотная селекция мод не всегда возможна, в этой ситуации целесообразен другой подход к обработке интерферограмм. Суть этого подхода состоит в оценке параметров газодинамического процесса по параметрам электродинамической модели экспериментальной установки, учитывающей сложный характер распространения радиоволн и определяющей амплитудно-фазовые соотношения между спектральными компонентами интерферограммы.

После создания адекватной электродинамической модели экспериментальной установки процедура извлечения информации о параметрах газодинамического процесса из полученной в результате эксперимента интерферограммы включает в себя два этапа. На первом этапе выполняется аппроксимация экспериментальной интерферограммы сигналом, синтезированным по электродинамической модели. При аппроксимации минимизируется энергия разности экспериментального и синтезированного сигналов посредством вариации параметров электродинамической модели, определяющих амплитудно-фазовые соотношения спектральных компонент сигнала.

На втором этапе выполняется аппроксимация характеристик и подбор параметров газодинамического процесса по теоретической (априорно принятой) модели процесса. При этом минимизируется среднеквадратическое отклонение значений существенных параметров электродинамической модели, полученных на первом этапе обработки, и соответствующих варьируемым параметрам модели процесса. Если оцениваются разнородные параметры газодинамического процесса, то невязка вычисляется по безразмерным параметрам с соответствующими весовыми коэффициентами, обеспечивающими равную точность оценки всех параметров.

В качестве примера эксперимента по оценке параметров газодинамического процесса радиоинтерферометрическим методом рассмотрим опыт измерения